JPH0474364A - Ｖｔｒ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 発明の概要 従来の技術 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（第１図） 作用 実施例 Ｇ１　第１の実施例（第１図〜第４図）Ｇ２第２の実施
例（第５図） Ｇ３第３の実施例（第６図） Ｇ４　第４の実施例（第７図） Ｇ５一部の他の例（第８図〜第１２図）Ｇ６他の実施の
例 発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 この発明はＶＴＲに関する。

発明の詳細な説明 以下の順序で説明する。

Ｂ　発明の概要 この発明は、例えば、８ミリビデオにおいて、再生され
たＰＣＭ音声信号を偶数逓倍してから伝送レイトを判別
することにより、ＰＣＭ音声信号の記録モードをより確
実に判別できるようにしたものである。

Ｃ従来の技術 ８ミリビデオにおいては、ビデオ信号は第１３図及び第
１４図に示すように記録される。

すなわち、第１３図に示すように、輝度信号ＳＹにより
ＦＭ変調されたＦＭ信信号Ｓ色、低域変換された搬送色
信号ＳＣと、左及び右チャンネルの音声信号り、Ｈの和
信号（Ｌ＋Ｒ）によりＦＭ変調されたＦＭ信信号Ｓ色、
差信号（Ｌ−Ｒ）によりＦＭ変調されたＦＭ信信号Ｓ上
、再生時のトラッキングサーボ用のパイロット信号ＳＰ
とが周波数多重化される。

そして、その多重化信号Ｓｖが、第１４図に示すように
、１フイ一ルド期間ごとに斜めの１本の映像トラック（
２ｖ）として磁気テープ（２）に記録される。

この場合、ＦＭ輝度信号ＳＦの周波数は、輝度信号ＳＹ
のシンクチップレベルで４．２ＭＨｚ　、ホワイトピー
クで５．４ＭＨｚとされる（以下、これを「標準モード
」と呼ぶ。また、数値はＮＴＳＣ方式の場合。以下同様
） また、音声信号がＰＣＭ信号に変換されて記録されると
きには、第１５図の第２列に示すような規格で記録され
る。すなわち、音声信号は、サンプリング周波数が３１
．５ｋＨｚ　（水平周波数の２倍）で、１サンプルが１
０ビツトのデジタル信号に量子化され、その１サンプル
が１０ビツトから８ビツトへ非直線的に圧縮されてから
パイフェイズマーク信号に変換され、このパイフェイズ
マーク信号が、第１４図に示すように映像トラック（２
ｖ）の前側のオーバースキャン区間に、３６°の角範囲
にわたってＰＣＭ音声トラック（２＾）として記録され
る（以下、これをｒＮＲＭＬモード」と呼ぶ） しかし、８ミリビデオにおいては、上述のような標準モ
ードの規格に対して高画質化が行われている。すなわち
、ＦＭ輝度信号ＳＦの周波数は、輝度信号ＳＹのシンク
チップレベルで５．７ＭＨｚ　、ホワイトピークで７．
７ＭＨｚとされる（以下、これを「）＼イバンドモード
」と呼ぶ）。

そして、このような高画質化にともない、Ｐ、ＣＭ音声
の高音質化も考えられているが、この高音質化の場合に
は、リニアモードとノンリニアモードとがある（以下、
それぞれ「Ｌモード」及び「Ｎモード」と呼ぶ） すなわち、Ｌモードのときには、第１５図の第３列に示
すように、そのサンプリング周波数は、４８ｋＨｚ、　
４４．１ｋＨｚ及び３２ｋＨｚのいずれかで、１サンプ
ルが１６ビツトのデジタル信号に量子化され、そのデジ
タル信号が８−１０変換され、その被変換信号が、映像
トラック（２Ｖ）の前側のオーバースキャン区間に、４
１°の角範囲にわたってトラック（２Ａ）として記録さ
れる。

また、Ｎモードのときには、第１５図の第４列に示すよ
うに、量子化されたデジタル信号の１サンプルが、１６
ビツトから１２ビツトに非直線的に圧縮されてからしモ
ードのときと同様に記録される。

したがって、この新しいＰＣＭ音声の規格によるときに
は、ＣＤやＲ−ＤＡＴと同等ないしそれ以上の特性で音
声信号を記録再生することができる。

以上のように、８ミリビデオにおいては、まず、標準モ
ード及びＮＲＭＬモードの規格が定められ、その後、技
術の向上などに伴ってハイバンドモードの規格が追加さ
れ、さらに、Ｌモード及びＮモードの規格が追加されて
いる。

そして、８ミリビデオは、上述のような発展の経過をた
どっているので、まず、標準モード及びＮＲＭＬモード
専用のテープカセットが用意された。

このテープカセットは、標準タイプの塗布型テープを使
用している（以下、このカセットをｒＭＰＭ−プ」と呼
ぶ） しかし、当然のことながら、このＭＰテープはハイバン
ドモードに対応できない。

そこで、ハイバンドモードに対応できるテープカセット
が用意されている。

そして、このハイバンドモードに対応できるテープカセ
ットには、ハイブレイドのメタル塗布型テープを使用し
たカセットと、メタル蒸着型テープを使用したカセット
とがある（以下、塗布型テープを使用したカセットをｒ
ＨＧＭＰテープ」、蒸着型テープを使用したカセットを
ｒＭＥテープ」と呼ぶ） そして、これらＨＧＭＰテープ及びＭＥテープは、ハイ
バンドモードだけでなく、ＬモードやＮモードにも対応
できる。

したがって、ＰＣＭ音声モードとテープカセットとは、
第１６図に○印で示すような組み合わせで使用すること
が可能となる。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 ところが、第１６図に示すような組み合わせで使用する
ことが可能の場合、再生時、符号量干渉を除去して再生
誤り率を良好にするため、ＰＣＭ音声信号の再生系を、
そのＰＣＭ音声モードに対応して切り換える必要がある
。

ところが、これまで各種のＶＴＲが考えられているが、
ＮＲＭＬモード、Ｌモード及びＮモードに相当するよう
なモードが存在しなかったので、そのようなモードを適
切に判別するシステムがなかった。

この発明は、そのような判別システムを提供しようとす
るものである。

Ｅ　課題を解決するための手段 このため、この発明においては、後述の実施例に対応さ
せると、 第１の伝送レイトの第１のデジタル音声信号Ｓ＾と、第
２の伝送レイトの第２のデジタル音声信号Ｓ＾とが選択
的に記録された磁気テープ（２）から第１あるいは第２
のデジタル音声信号ＳＡを再生し、この再生されたデジ
タル音声信号Ｓ＾から音声信号り、Ｒを取り出すように
したＶＴＲにおいて、再生されたデジタル音声信号Ｓ＾
を偶数逓倍する逓倍回路（４３）と、 この逓倍回路（４２）の出力信号の周波数を弁別する回
路（４４１）〜（４６３）、（３）とを設ける。

Ｆ　作用 再生されたデジタル音声信号が偶数逓倍され、この逓倍
信号の周波数が弁別され、この弁別出力により再生され
たデジタル音声信号が、第１及び第２のデジタル音声信
号のどちらであるかが判別される。

Ｇ　実施例 Ｇ＋　第１の実施例 第１図において、（ＩＡ）　、（１Ｂ）は回転磁気ヘッ
ドを示し、このヘッド（ＩＡ）　、（ＩＢ）はサーボ回
路（図示せず）によりフレーム周波数で回転させられて
いる。そして、このヘッド（ＩＡ）　、（ＩＢ）の回転
周面に対して、磁気テープ（２）が２２１°強の角範囲
にわたって斜めに一定の速度で走行させられている。

なお、テープ（２）には、第１４図において説明したよ
うにトラック（２Ａ）、（２ｖ）が形成されている。ま
た、以下の説明においては、トラック（２Ａ）の信号を
ＰＣＭ音声信号ＳＡと総称する。

さらに、（３）はマイクロコンピュータにより構成され
たシステムコントローラを示シ、コノシスコン（３）か
ら以後に述べる回路にそれぞれの制御信号が供給されて
ＶＴＲ全体の動作が制御される。

また、（４）はテープセンサを示し、このセンサ（４）
は、テープカセット（図示せず）のＩＤボールによって
そのカセットが、ＭＰテープ、ＨＧＮＰテープ、ＭＥテ
′−プのどれであるかを検出するものであり、その検出
出力がシスコン（３）に供給される。

そして、ヘッド（ＩＡ）、（ＩＢ）によりテープ（２）
から信号５ＶＳＳ＾が、１フイ一ルド期間ごとに交互に
再生され、これら信号ＳＶ、Ｓ八が、ヘッドアンプ（Ｉ
ＩＡ）、（１１Ｂ）を通じてスイッチ回路（１２）に供
給されるとともに、スイッチ回路（１２）が１フイ一ル
ド期間ごとに交互に切り換えられ、スイッチ回路（１２
）からは各フィールド期間の信号ｓＶが連続して取り・
出される。

そして、この信号Ｓｖがビデオ再生処理回路（１３）に
供給され、信号Ｓｖ中の信号ＳＦ、ＳＣからもとのカラ
ーコンポジットビデオ信号が取り出され、この信号が端
子（１４）に出力される。

また、スイッチ回路（１２）からの信号Ｓｖがオーディ
オ再生処理回路（１５）に供給され、信号Ｓｖ中の信号
ＳＭ、ＳＳからもとの左及び右チャンネルの音声信号り
、Ｒが取り出され、この信号ＬＳＲが端子（１６）に出
力される。

さらに、ヘッドアンプ（ＩＩＡ）、（１１Ｂ）からの信
号ＳＶ、　ＳＡがスイッチ回路（２１）に供給されると
ともに、スイッチ回路（２１）が１フイ一ルド期間ごと
に交互に切り換えられ、スイッチ回路（２１）からは各
フィールド期間のＰＣＭ音声音声信号Ｓ数り出される。

そして、この信号ＳＡが、再生イコライザアンプ（２２
）を通じて波形整形用のレベル比較回路（２３）に供給
されるとともに、直流レベルの検出回路（２４）に供給
されて信号ＳＡの直流レベルが検出され、この検出出力
が比較回路（２３）に供給される。したがって、比較回
路（２３）からは“０”または“１”レベルに波形整形
された信号ＳＡが出力される。

そして、この波形整形された信号ＳＡが、Ｄフリップフ
ロップ（２５）のデータ入力に供給されるとともに、比
較回路（２３）からの信号ＳＡが、後述するクロック抽
出回路（３０）に供給されて信号Ｓ＾からクロックＣＫ
が抽出され、このクロックＣＫがフリッププロップ（２
５）のクロック入力に供給される。

したがって、フリップフロップ（２５）からは、クロッ
クＣＫに同期した信号ＳＡが取り出される。

そして、この取り出された信号ＳＡが、復調回路（２６
）において記録時とは逆に１０−８変換されてから再生
処理回路（２７）に供給され、エラー訂正や時間軸伸張
などの処理が行われてもとのデジタル音声信号が取り出
される。そして、このデジタル音声信号がＤ／Ａコンバ
ータ（２８）に供給されてもとの左及び右チャンネルの
音声信号り、Ｒに変換され、この信号り、Ｒが端子（２
９）に出力される。

そして、この場合、トラック（２Ａ）から再生されたＰ
ＣＭ音声音声信号Ｓ数ＣＭモードが、ＮＲＭＬモード、
Ｌモード及びＮモードのうちのどれであるかが、判別回
路（４０）により次のようにして判別される。

すなわち、スイッチ回路（２１〉からのＰＣＭ音声音声
信号Ｓ数プリイコライザアンプ（４１）に供給される。

このイコライザアンプ（４１）は、例えば第２図に示す
ような周波数特性を有し、再生されたＰ　、ＣＭ音声信
号ＳＡのＰＣＭモードにかかわらず、その信号ＳＡに対
しである程度のアイ開口率が得られるようにされた等化
回路である。したがって、信号ＳＡが、このイコライザ
アンプ（４１）を通過することにより、符号量干渉があ
る程度除去される。

そして、このイコライザアンプ（４１）からの信号Ｓ＾
が、波形整形回路（４２）を通じて逓倍回路（４３）に
供給されて２逓倍されたデジタル信号ＳＢとされ、この
信号ＳＢがバンドパスフィルタ（４４１）〜（４４３）
　ニ供給され、そのフィルタ出力が検波回路（４５１）
〜（４５３）にそれぞれ供給される。

この場合、フィルタ（４４１）は、ＰＣＭ音声音声信号
Ｓ数モードのときの伝送レイト、すなわち、周波数１６
．６ＭＨｚを通過帯域とするものである。したがって、
ＰＣＭ音声信号５ＡｉｆｉＬモードで記録されていれば
、検波回路（４５１）からは信号ＳＢのレベルを示す信
号ＳＬが出力される。

また、フィルタ（４４２）は、ＰＣＭ音声音声信号Ｓ数
モードのときの伝送レイト、すなわち、周波数１３、２
Ｍｔｌｚを通過帯域とするものである。したがって、Ｐ
ＣＭ音声音声信号Ｓ数モードで記録されていれば、検波
回路（４５２）からは信号ＳＢのレベルを示す信号ＳＮ
が出力される。

さらに、フィルタ（４４３）は、ＰＣＭ音声音声信号Ｓ
数Ｉ’１ＭＬモードのときの伝送レイトの２倍、すなわ
ち、周波数１１．６ＭＨｚを通過帯域とするものである
。

したがって、ＰＣＭ音声音声信号Ｓ数ＲＭＬモードで記
録されていれば、検波回路（４５３）からは信号ＳＢの
レベルを示す信号ＳＲが出力される。

そして、これら信号孔、ＳＮ、ＳＲが、レベル比較回路
（４６１）〜（４６３）を通じてシスコン（３）に供給
される。なお、比較回路（４６１）〜（４６３）は、信
号孔〜ＳＲのレベルが所定値以上のとき、その信号を有
効とするためのものである。

そして、シスコン（３）において、比較回路（４６１）
〜（４６３）からの信号Ｓし〜ＳＲに基づいて、再生さ
れたＰＣＭ音声音声信号Ｓ数ＣＭモードが、ＮＲＭＬモ
ード、Ｌモード、Ｎモードのどれであるかの判別が行わ
れ、その判別出力により、再生イコライザアンプ（２２
）の再生イコライザ特性、クロック抽出回路（３０）の
抽出特性、復調回路（２６）の復調特性、処理回路（２
７）のエラー訂正特性などの処理特性、コンバータ（２
８）の変換特性が、記録時のＰＣＭモードに対応した特
性に切り換えられる。

また、再生イコライザアンプ（２２）については、セン
サ（４）の出力に基づいて、テープ（２）の種類によっ
てもその再生イコライザ特性が切り換えられる。

ここで、クロック抽出回路（３０）におけるクロックＣ
Ｋの抽出及びその抽出特性の切り換えは、次のように行
われる。

すなわち、（３６）は２逓倍回路を示し、比較回路（２
３）からの信号ＳＡが、遅延回路（３１）〜（３３）に
供給され、その遅延出力がスイッチ回路（３４）に供給
される。ここで、遅延回路（３１）〜（３３）の遅延時
間は、ＮＲＭＬモード、Ｌモード及びＮモードのＰＣＭ
信号ＳＡの伝送レイト、すなわち、信号ＳＡの周期に対
応した大きさとされている。

そして、これら遅延回路（３１）〜（３３）の出力信号
がスイッチ回路（３４）に供給されるとともに、シスコ
ン（３）からスイッチ回路（３４）に制御信号が供給さ
れ、スイッチ回路（３４）からは、遅延回路（３１）〜
（３３）の出力信号のうち、ＰＣＭ音声信号Ｓ＾のＰＣ
Ｍモードに対応した出力信号ＳＤが取り出される。

そして、この信号ＳＯがエクスクル−シブオア回路（３
５）に供給されるとともに、比較回路（２３）からの信
号Ｓ　Ａがエクスクル−シブオア回路（３５）に供給さ
れる。したがって、比較回路（２３）からの信号ＳＡが
、例えば第３図Ａに示すような波形であるとすれば、遅
延信号ＳＤは、同図已に示すような波形となるので、エ
クスクル−シブオア回路（３５）からは同図Ｃに示すよ
うな出力信号ＳＥ、すなわち、信号ＳＡが２逓倍された
信号ＳＥが出力される。

そして、この信号側がＰ　Ｌ　Ｌ　（３７）に供給され
て信号ＳＡに同期し、かつ、その２倍の周波数のクロッ
クＣＫが取り出され、このクロックＣＫがフリ７プフロ
ップ（２５）などに供給される。

以上のように、この発明によれば、ＰＣＭ音声信号ＳＡ
のＰＣＭモードを判別することができるが、この場合、
特にこの発明によれば、再生直後のＰＣＭ音声信号ＳＡ
を２逓倍し、その逓倍信号ＳＢを周波数弁別してＰＣＭ
音声信号ＳＡのＰＣＭモードを判別しているので、Ｌモ
ードと、Ｎモードと、ＮＲＭしモードとにおける信号Ｓ
Ｂの周波数差が大きくなり、したがって、ＰＣＭモード
の判別が容易、かつ、確実になる。

また、ＰＣＭモードを確実に判別できるので、再生イコ
ライザアンプ（２２）の再生イコライザ特性、クロック
抽出回路（３０）の抽出特性などをＰＣＭ信号ＳＡの伝
送レイトに対応して適切に切り換えることができ、符号
量干渉を除去して再生誤り率を良好にすることができる
。

第４図Ａは、Ｎモード及びＬモードにおける２週倍され
た信号ＳＢのパワースペクトラムの測定結果を示し、同
図Ｂは、ＮＩ’１ＭＬモード及びＮモードにおける２逓
倍された信号ＳＢのパワースペクトラムの測定結果を示
す。さらに、同図Ｃは、Ｎモード及びＬモードにおける
再生等化後のＰＣＭ信号Ｓ＾のパワースペクトラムの測
定結果を示す。

そして、これらの測定結果によれば、信号ＳＡを２逓倍
することにより、信号ＳＢのＳ／Ｎは著しく改善されて
いる。したがって、この点からもＰＣＭ音声信号ＳＡの
ＰＣＭモードを確実に判別することができる。

さらに、信号ＳＡを逓倍する場合、奇数逓倍のときには
、逓倍回路（４３）が複雑になるが、２逓倍、すなわち
、偶数逓倍なので、後述の例からも明らかなように逓倍
回路（４３）が複雑になることがない。

そして、２逓倍なので、逓倍された信号ＳＢの周波数が
必要以上に高くなることがなく、次段以降の信号処理が
楽である。

また、再生直後のＰＣＭ音声信号ＳＡからＰＣＭモード
を直接判別しているので、各回路の特性をスムーズに変
更できる。

さらに、ＰＣＭ音声信号ＳＡのすべてをＰＣＭモードの
判別に使用しているので、特定の信号区間をゲートする
必要がな（、構成が簡単である。

Ｇ２第２の実施例 第５図は、２逓倍信号ＳＢを同期検波することにより、
その周波数を弁別してＰＣＭ音声信号ＳＡのＰＣＭモー
ドを判別する場合である。

すなわち、逓倍回路（４３）からの信号ＳＢが、移相回
路（５１１）に供給されて位相がπ／２だけ進相され、
この移相された信号ＳＢが同期検波回路（５２１）に供
給される。

さらに、逓倍回路（４３）からの信号ＳＢが、位相比較
回路（５４１）に供給される。この比較回路（５４１）
は、回路（５５１）、（５６１）とともにＰ　Ｌ　Ｌ　
（５３１）を構成しているもので、ＶＣＯ（５６１）か
らしモードのときの信号ＳＢに等しい自走周波数の発振
信号が取り出され、この信号が比較回路（５４１）に供
給され、その比較出力がローパスフィルタ（５５１）を
通じてＶＣＯ（５６１）にその制御信号として供給され
、ＶＣＯ（５６１）からは信号ＳＢに同期した平均の周
波数及び位相の発振信号が取り出される。そして、この
発振信号が、検波回路（５２１）に基準信号として供給
される。

したがって、逓倍回路（４３）からしモードの信号ＳＢ
が得られたときには、検波回路（５２１）からはその検
波出力ＳＬが得られる。

そして、この検波出力ＳＬが、ローパスフィルタ（５７
１）及びレベル比較回路（４６１）を通じてシスコン（
３）に供給される。

さらに、回路（５１２）〜（５７２）、（５１３）〜（
５７３）も回路（５１１）〜（５７１）と同様に構成さ
れているもので、詳細な説明は省略する。ただし、ＶＣ
Ｏ（５６２）、（５６３）の自走周波数は、Ｎモードの
ときの信号ＳＢ及びＮＲＭＬモードのときの信号ＳＢの
周波数とされる。

Ｇ３第３の実施例 第６図は、第１図の再生系における回路（２２）〜（２
４）、（３６）と、回路（４１）〜（４３）とを共用し
た場合である。

Ｇ４第４の実施例 第７図は、第５図の再生系において同様に回路を共用し
た場合である。

０５逓倍回路の他の例 第８図、第１０図、第１１図は、逓倍回路（４３）の他
の例をそれぞれ示す。

すなわち、第８図に示す例においては、整形回路（４２
）からの信号ＳＡが、バッファ（４３１）を通じて積分
回路（４３２）に供給されて第９図Ａ、Ｂに示すように
、信号ＳＡの積分信号ＳＩが形成される。そして、この
信号Ｓｌがエクスクル−シブオア回路（４３３）に供給
されるとともに、バッファ（４３１）からの信号ＳＡが
エクスクル−シブオア回路（４３３）に供給される。

この場合、エクスクル−シブオア回路（４３３）は信号
Ｓｌに対してスレッショールドレベルｖｔｈを持つので
、この信号ＳＩは、エクスクル−シブオア回路（４３３
）から見て同図Ｃに示す信号Ｓｌと等価である。

したがって、エクスクル−シブオア回路（４３３）から
は、同図りに示すように、信号ＳＡの立ち上がり時点に
立ち上がり、信号ＳＡの立ち下がり時点よりも前の時点
に立ち下がる信号ＳＵが取り出される。

また、整形回路（４２）からの信号ＳＡが、インバータ
（４３４）を通じて積分回路（４３５）に供給されて第
９図Ｅに示すように、信号ＳＡの反転信号の積分信号Ｓ
Ｊが形成される。そして、この信号ＳＪがエクスクル−
シブオア回路（４３６）に供給されるとともに、インバ
ータ（４３４）からの反転信号がエクスクル−シブオア
回路（４３６）に供給される。

そして、やはり信号ＳＪはエクスクル−シブオア回路（
４３６）から見て同図Ｆに示す信号ＳＪと等価である。

したがって、エクスクル−シブオア回路（４３６）から
は、同図Ｇに示すように、信号ＳＡの立ち下がり時点に
立ち上がり、信号ＳＡの立ち上がり時点よりも前の時点
に立ち下がる信号ＳＷが取り出される。

そして、これら信号ｓｔｔ、ｓｗがエクスクル−シブオ
ア回路（４３７）に供給され、このエクスクル−シブオ
ア回路（４３７）からは同図Ｈに示すように、２逓倍信
号ＳＢが取り出される。

また、第１０図に示す例においては、整形回路（４２）
からの信号ＳＡが、そのままエクスクルーシブオア回路
（６１４）に供給されるとともに、インツイータ（６１
１）−遅延用のコイル（６１２）→インバータ（６１３
）を通じてエクスクル−シブオア回路（６１４）に供給
され、エクスクル−シブオア回路（６１４）から２逓倍
信号ＳＢが取り出される。

さらに、第１１図に示す例にふいては、トランジスタＱ
１１〜Ｑ、４によりカレントミラー回路が構成されると
ともに、トランジスタＱ１５、Ｑ１６によりカレントミ
ラー回路が構成される。

そして、整形回路（４２）からのＰＣＭ音声信号ＳＡが
、微分回路（４３１）に供給されて第１２図Ａ、Ｂに示
すように、信号ＳＡの微分信号Ｓ１が取り出され、この
信号Ｓ１がトランジスタＱ１のベースに供給される。

このトランジスタＱ１は、トランジスタＱ１２を定電流
源としてトランジスタＱ２とともに電流スイッチ（４３
２）を構成しているものであり、トランジスタＱ１が信
号Ｓ１によりドライブされることにより、トランジスタ
Ｑ２のベースには、第１２図Ｃニ示すように、信号Ｓ１
とは逆相の信号Ｓ２が供給される。

そして、トランジスタＱ、、　Ｑ、のコレクタ出力が、
トランジスタＱ１３を共通の定電流源とするエミッタフ
ォロワのトランジスタＱ３、Ｑ４のベースに供給される
。したがって、トランジスタＱ３．０、のエミッタから
は、第１２図りに示すように、信号Ｓ１、Ｓ２の２逓倍
された信号Ｓ３が取り出される。

そして、この信号Ｓ３がトランジスタＱ５のベースに供
給される。このトランジスタＱ、は、トランジスタＱＩ
６を定電流源としてレベル比較回路（４３３）を構成し
ているものである。そして、トランジスタＱ７からトラ
ンジスタＱ６のベースに、第１２図りに破線で示すレベ
ルＶ３の基準電圧が供給される。

したがって、信号Ｓ３はレベルＶ３でレベル比較される
ので、トランジスタＱ６のコレクタからは第１２図Ｅに
示すように、２逓倍された信号ＳＢが得られる。

そして、この信号ＳＢがトランジスタＱ８を通じて次段
の回路に供給される。

Ｇ６他の実施例 なお、上述において、逓倍回路（４３）も逓倍回路（３
６）と同様に構成し、あるいはその特性を切り換えるこ
とができる。

また、輝度信号ＳＹの記録モードには、上述のように標
準モードと、ハイバンドモードとがあるが、記録時、Ｐ
ＣＭ音声信号をＬモードあるいはＮモードで記録すると
きには、輝度信号ＳＹをハイバンドモードで記録し、Ｎ
ＲＭＬモードで記録するときには、標準モードで記録す
るように、ＰＣＭ音声信号の記録モードと輝度信号ＳＹ
の記録モードとの組み合わせが固定されている場合には
、シスコン（３）の判別出力により、回路（２２）、（
２６）〜（２８）、（３０）の特性の切り換えと同時に
、ビデオ再生処理回路（１３）の特性も対応する特性に
切り換えることもできる。

Ｈ発明の効果 この発明によれば、ＰＣＭ音声信号ＳＡのＰＣＭモード
を判別することができるが、この場合、特にこの発明に
よれば、再生直後のＰＣＭ音声信号ＳＡを２逓倍し、そ
の逓倍信号ＳＢを周波数弁別してＰＣＭ音声信号ＳＡの
ＰＣＭモードを判別しているので、Ｌモードと、Ｎモー
ドと、ＮＲＭＬモードとにおける信号ＳＢの周波数差が
大きくなり、したがって、ＰＣＭモードの判別が容易、
かつ、確実になる。

また、ＰＣＭモードを確実に判別できるので、再生イコ
ライザアンプ（２２）の再生イコライザ特性、クロック
抽出回路（３０）の抽出特性などをＰＣＭ信号ＳＡの伝
送レイトに対応して適切に切り換えることができ、符号
量干渉を除去して再生誤り率を良好にすることができる
。

さらに、第４図に示す測定結果からも明らかなように、
信号ＳＡを２逓倍することにより、信号ＳＢのＳ／Ｎは
著しく改善され、したがって、この点からもＰＣＭ音声
信号ＳＡのＰＣＭモードを確実に判別することができる
。

また、再生直後のＰＣＭ音声信号ＳＡからＰＣＭモード
を直接判別しているので、各回路の特性をスムーズに変
更できる。

さらに、ＰＣＭ音声信号ＳＡのすべてをＰＣＭモードの
判別に使用しているので、特定の信号区間をゲートする
必要がなく、構成が簡単である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図はその一部の
特性図、第３図はその説明のための波形図、第４図は測
定結果のスペクル図、第５図〜第７図はこの発明の他の
例の系統図、第８図はその一部の接続図、第９図はその
波形図、第１０図、第１１図は一部の他の例の接続図、
第１２図はその波形図、第１３図は周波数スペクトル図
、第１４図はトラックフォーマットの図、第１５図は信
号フォーマットの図、第１６図は記録モードの説明のた
めの図である。 （ＩＡ）、（ＩＢ）は回転磁気ヘッド、（２）は磁気テ
ープ、（３）はシステムコントローラ、（４）ハセンサ
、（１３）はビデオ再生処理回路、（１５）はオーディ
オ再生処理回路、（２２）は再生イコライザアンプ、（
２３）はレベル比較回路、（２４）は直流レベル検出回
路、（２５）はＤフリップフロップ、（２６）は復調回
路、（２７）は再生処理回路、（２９）はＤ／Ａコンバ
ータ、（３０）はクロック抽出回路、（３６）は２週倍
回路、（３７）はＰ　Ｌ　Ｌ、　（４１）はプリイコラ
イザアンプ、（４２）は波形整形回路、（４３）は２逓
倍回路、（４４１）〜（４４３）はバンドパスフィルタ
、（４５１）〜（４５３）は検波回路、（４６１）〜（
４６３）はレベル比較回路である。 代　　理　　人 松　　隈　　秀　　盛 ４３　＊ｓ回路 ５皮　形　図 第９図 介針号ノ才−７シｈのａ 第１５図 チｈ：水平周；ｌｌ！数 組ト合わヒの図 第１６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　第１の伝送レイトの第１のデジタル音声信号と、第２
   の伝送レイトの第２のデジタル音声信号とが選択的に記
   録された磁気テープから上記第１あるいは第２のデジタ
   ル音声信号を再生し、 この再生されたデジタル音声信号から音声信号を取り出
   すようにしたＶＴＲにおいて、 上記再生されたデジタル音声信号を逓倍回路に供給して
   偶数逓倍し、 この逓倍回路の出力信号の周波数を弁別し、この弁別出
   力により上記再生されたデジタル音声信号が、上記第１
   及び第２のデジタル音声信号のどちらであるかを判別す
   る ようにしたＶＴＲ。