JP2855810B2

JP2855810B2 - Ｖｔｒ

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Publication number: JP2855810B2
Application number: JP18749990A
Authority: JP
Inventors: 昇村林
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1990-07-16
Filing date: 1990-07-16
Publication date: 1999-02-10
Anticipated expiration: 2014-02-10
Also published as: JPH0474364A

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序で説明する。

Ａ産業上の利用分野Ｂ発明の概要Ｃ従来の技術Ｄ発明が解決しようとする課題Ｅ課題を解決するための手段（第１図）Ｆ作用Ｇ実施例 G₁第１の実施例（第１図〜第４図） G₂第２の実施例（第５図） G₃第３の実施例（第６図） G₄第４の実施例（第７図） G₅一部の他の例（第８図〜第12図） G₆他の実施の例Ｈ発明の効果Ａ産業上の利用分野この発明はVTRに関する。

Ｂ発明の概要この発明は、例えば、８ミリビデオにおいて、再生さ
れたPCM音声信号を偶数逓倍してから伝送レイトを判別
することにより、PMC音声信号の記録モードをより確実
に判別できるようにしたものである。

Ｃ従来の技術８ミリビデオにおいては、ビデオ信号は第13図及び第
14図に示すように記録される。

すなわち、第13図に示すように、輝度信号SYによりFM
変調されたFM信号SFと、低域変換された搬送色信号SC
と、左及び右チャンネルの音声信号Ｌ、Ｒの和信号（Ｌ
＋Ｒ）によりFM変調されたFM信号SMと、差信号（Ｌ−
Ｒ）によりFM変調されたFM信号SSと、再生時のトラッキ
ングサーボ用のパイロット信号SPとが周波数多重化され
る。

そして、その多重化信号SVが、第14図に示すように、
１フィールド期間ごとに斜めの１本の映像トラック（2
V）として磁気テープ（２）に記録される。

この場合、FM輝度信号SFの周波数は、輝度信号SYのシ
ンクチップレベルで4.2MHz、ホワイトピークで5.4MHzと
される（以下、これを「標準モード」と呼ぶ。また、数
値はNTSC方式の場合。以下同様）。

また、音声信号がPCM信号に変換されて記録されると
きには、第15図の第２列に示すような規格で記録され
る。すなわち、音声信号は、サンプリング周波数が31.5
kHz（水平周波数の２倍）で、１サンプルが10ビットの
デジタル信号に量子化され、その１サンプルが10ビット
から８ビットへ非直線的に圧縮されてからバイフェイズ
マーク信号に変換され、このバイフェイズマーク信号
が、第14図に示すように映像トラック（2V）の前側のオ
ーバースキャン区間に、36゜の角範囲にわたってPCM音
声トラック（2A）として記録される（以下、これを「NR
MLモード」と呼ぶ）。

しかし、８ミリビデオにおいては、上述のような標準
モードの規格に対して高画質化が行われている。すなわ
ち、FM輝度信号SFの周波数は、輝度信号SYのシンクチッ
プレベルで5.7MHz、ホワイトピークで7.7MHzとされる
（以下、これを「ハイバンドモード」と呼ぶ）。

そして、このような高画質化にともない、PCM音声の
高音質化も考えられているが、この高音質化の場合に
は、リニアモードとノンリニアモードとがある（以下、
それぞれ「Ｌモード」及び「Ｎモード」と呼ぶ）。

すなわち、Ｌモードのときには、第15図の第３列に示
すように、そのサンプリング周波数は、48kHz、44.1kHz
及び32kHzのいずれかで、１サンプルが16ビットのデジ
タル信号に量子化され、そのデジタル信号が８−10変換
され、その被変換信号が、映像トラック（2V）の前側の
オーバースキャン区間に、41゜の角範囲にわたってトラ
ック（2A）として記録される。

また、Ｎモードのときには、第15図の第４列に示すよ
うに、量子化されたデジタル信号の１サンプルが、16ビ
ットから12ビットに非直線的に圧縮されてからＬモード
のときと同様に記録される。

したがって、この新しいPCM音声の規格によるときに
は、CDやＲ−DATと同等ないしそれ以上の特性で音声信
号を記録再生することができる。

以上のように、８ミリビデオにおいては、まず、標準
モード及びNRMLモードの規格が定められ、その後、技術
の向上などに伴ってハイバンドモード規格が追加され、
さらに、Ｌモード及びＮモードの規格が追加されてい
る。

そして、８ミリビデオは、上述のような発展の経過を
たどっているので、まず、標準モード及びNRMLモード専
用のテープカセットが用意された。このテープカセット
は、標準タイプの塗布型テープを使用している（以下、
このカセットを「MPテープ」と呼ぶ）。

しかし、当然のことながら、このMPテープはハイバン
ドモードに対応できない。

そこで、ハイバンドモードに対応できるテープカセッ
トが用意されている。

そして、このハイバンドモードに対応できるテープカ
セットには。ハイグレイドのメタル塗布型テープを使用
したカセットと、メタル蒸着型テープを使用したカセッ
トとがある。（以下、塗布型テープを使用したカセット
を「HGMPテープ」、蒸着型テープを使用したカセットを
「MEテープ」と呼ぶ）。

そして、これらHGMPテープ及びMEテープは、ハイバン
ドモードだけでなく、ＬモードやＮモードにも対応でき
る。

したがって、PCM音声モードとテープカセットとは、
第16図に○印で示すような組み合わせで使用することが
可能になる。

Ｄ発明が解決しようとする課題ところが、第16図に示すような組み合わせで使用する
ことが可能の場合、再生時、符号間干渉を除去して再生
誤り率を良好にするため、PCM音声信号の再生系を、そ
のPCM音声モードに対応して切り換える必要がある。

ところが、これまで各種のVTRが考えられているが、N
RMLモード、Ｌモード及びＮモードに相当するようなモ
ードが存在しなかったので、そのようなモードを適切に
判別するシステムがなかった。

この発明は、そのような判別システムを提供しようと
するものである。

Ｅ課題を解決するための手段このため、この発明においては、後述の実施例に対応
させると、第１の伝送レイトの第１のデジタル音声信号SAと、第
２の伝送レイトの第２のデジタル音声信号SAとが選択的
に記録された磁気テープ（２）から第１あるいは第２の
デジタル音声信号SAを再生し、この再生されたデジタル音声信号SAから音声信号Ｌ、
Ｒを取り出すようにしたVTRにおいて、再生されたデジタル音声信号SAを偶数逓倍する逓倍回
路（43）と、この逓倍回路（42）の出力信号の周波数を弁別する回
路（441）〜（463）、（３）とを設ける。

Ｆ作用再生されたデジタル音声信号が偶数逓倍され、この逓
倍信号の周波数が弁別され、この弁別出力により再生さ
れたデジタル音声信号が、第１及び第２のデジタル音声
信号のどちらであるかが判別される。

Ｇ実施例 G₁第１の実施例第１図において、（1A）、（1B）は回転磁気ヘッドを
示し、このヘッド（1A）、（1B）はサーボ回路（図示せ
ず）によりフレーム周波数で回転させられている。そし
て、このヘッド（1A）、（1B）の回転周面に対して、磁
気テープ（２）が221゜強の角範囲にわたって斜めに一
定の速度で走行させられている。なお、テープ（２）に
は、第14図において説明したようにトラック（2A）、
（2V）が形成されている。また、以下の説明において
は、トラック（2A）の信号をPCM音声信号SAと総称す
る。

さらに、（３）はマイクロコンピュータにより構成さ
れたシステムコントローラを示し、このシスコン（３）
から以後に述べる回路にそれぞれの制御信号が供給され
てVTR全体の動作が制御される。

また、（４）はテープセンサを示し、このセンサ
（４）は、テープカセット（図示せず）のIDホールによ
ってそのカセットが、MPテープ、HGMPテープ、MEテープ
のどれであるかを検出するものであり、その検出出力が
シスコン（３）に供給される。

そして、ヘッド（1A）、（1B）によりテープ（２）か
ら信号SV、SAが、１フィード期間ごとに交互に再生さ
れ、これら信号SV、SAが、ヘッドアンプ（11A）、（11
B）を通じてスイッチ回路（12）に供給されるととも
に、スイッチ回路（12）が１フィールド期間ごとに交互
に切り換えられ、スイッチ回路（12）からは各フィール
ド期間の信号SVが連続して取り出される。

そして、この信号SVがビデオ再生処理回路（13）に供
給され、信号SV中の信号SF、SCからもとのカラーコンポ
ジットビデオ信号が取り出され、この信号が端子（14）
に出力される。

また、スイッチ回路（12）からの信号SVがオーディオ
再生処理回路（15）に供給され、信号SV中の信号SM、SS
からもとの左及び右チャンネルの音声信号Ｌ、Ｒが取り
出され、この信号Ｌ、Ｒが端子（16）に出力される。

さらに、ヘッドアンプ（11A）、（11B）からの信号S
V、SAがスイッチ回路（21）に供給されるとともに、ス
イッチ回路（21）が１フィールド期間ごとに交互に切り
換えられ、スイッチ回路（21）からは各フィールド期間
のPCM音声信号SAが取り出される。

そして、この信号SAが、再生イコライザアンプ（22）
を通じて波形整形用のレベル比較回路（23）に供給され
るとともに、直流レベルの検出回路（24）に供給されて
信号SAの直流レベルが検出され、この検出出力が比較回
路（23）に供給される。したがって、比較回路（23）か
らは“0"または“1"レベルに波形整形された信号SAが出
力される。

そして、この波形整形された信号SAが、Ｄフリップフ
ロップ（25）のデータ入力に供給されるとともに、比較
回路（23）からの信号SAが、後述するクロック抽出回路
（30）に供給されて信号SAからクロックCKが抽出され、
このクロックCKがフリップフロップ（25）のクロック入
力に供給される。

したがって、フリップフロップ（25）からは、クロッ
クCKに同期した信号SAが取り出される。

そして、この取り出された信号SAが、復調回路（26）
において記録時とは逆に10−８変換されてから再生処理
回路（27）に供給され、エラー訂正や時間軸伸張などの
処理が行われてもとのデジタル音声信号が取り出され
る。そして、このデジタル音声信号がD/Aコンバータ（2
8）に供給されてもとの左及び右チャンネルの音声信号
Ｌ、Ｒに変換され、この信号Ｌ、Ｒが端子（29）に出力
される。

そして、この場合、トラック（2A）から再生されたPC
M音声信号SAのPCMモードが、NRMLモード、Ｌモード及び
Ｎモードのうちのどれであるかが、判別回路（40）によ
り次のようにして判別される。

すなわち、スイッチ回路（21）からのPCM音声信号SA
が、プリイコライザアンプ（41）に供給される。このイ
コライザアンプ（41）は、例えば第２図に示すような周
波数特性を有し、再生されたPCM音声信号SAのPCMモード
にかかわらず、その信号SAに対してある程度のアイ開口
率が得られるようにされた等化回路である。したがっ
て、信号SAが、このイコライザアンプ（41）を通過する
ことにより、符号間干渉がある程度除去される。

そして、このイコライザアンプ（41）からの信号SA
が、波形整形回路（42）を通じて逓倍回路（43）に供給
されて２逓倍されたデジタル信号SBとされ、この信号SB
がバンドパスフィルタ（441）〜（443）に供給され、そ
のフィルタ出力が検波回路（451）〜（453）にそれぞれ
供給される。

この場合、フィルタ（441）は、PCM音声信号SAがＬモ
ードのときの伝送レイト、すなわち、周波数16.6MHzを
通過帯域とするものである。したがって、PCM音声信号S
AがＬモードで記録されていれば、検波回路（451）から
は信号SBのレベルを示す信号SLが出力される。

また、フィルタ（442）は、PCM音声信号SAがＮモード
のときの伝送レイト、すなわち、周波数13.2MHzを通過
帯域とするものである。したがって、PCM音声信号SAが
Ｎモードで記録されていれば、検波回路（452）からは
信号SBのレベルを示す信号SNが出力される。

さらに、フィルタ（443）は、PCM音声信号SAがNRMLモ
ードのときの伝送レイトの２倍、すなわち、周波数11.6
MHzを通過帯域とするものである。したがって、PCM音声
信号SAがNRMLモードで記録されていれば、検波回路（45
3）からは信号SBのレベルを示す信号SRが出力される。

そして、これら信号SL、SN、SRが、レベル比較回路
（461）〜（463）を通じてシスコン（３）に供給され
る。なお、比較回路（461）〜（463）は、信号SL〜SRの
レベルが所定値以上のとき、その信号を有効とするため
のものである。

そして、シスコン（３）において、比較回路（461）
〜（463）からの信号SL〜SRに基づいて、再生されたPCM
音声信号SAのPCMモードが、NRMLモード、Ｌモード、Ｎ
モードのどれかであるかの判別が行われ、その判別出力
により、再生イコライザアンプ（22）の再生イコライザ
特性、クロック抽出回路（30）の抽出特性、復調回路
（26）の復調特性、処理回路（27）のエラー訂正特性な
どの処理特性、コンバータ（28）の変換特性が、記録時
のPCMモードに対応した特性に切り換えられる。

また、再生イコライザアンプ（22）については、セン
サ（４）の出力に基づいて、テープ（２）の種類によっ
てもその再生イコライザ特性が切り換えられる。

ここで、クロック抽出回路（30）におけるクロックCK
の抽出及びその抽出特性の切り換えは、次のように行わ
れる。

すなわち、（36）は２逓倍回路を示し、比較回路（2
3）からの信号SAが、遅延回路（31）〜（33）に供給さ
れ、その遅延出力がスイッチ回路（34）に供給される。
ここで、遅延回路（31）〜（33）の遅延時間は、NRMLモ
ード、Ｌモード及びＮモードのPCM信号SAの伝送レイ
ト、すなわち、信号SAの周期に対応した大きさとされて
いる。

そして、これら遅延回路（31）〜（33）の出力信号が
スイッチ回路（34）に供給されるとともに、シスコン
（３）からスイッチ回路（34）に制御信号が供給され、
スイッチ回路（34）からは、遅延回路（31）〜（33）の
出力信号のうち、PCM音声信号SAのPCMモードに対応した
出力信号SDが取り出される。

そして、この信号SDがエクスクルーシブオア回路（3
5）に供給されるとともに、比較回路（23）からの信号S
Aがエクスクルーシブオア回路（35）に供給される。し
たがって、比較回路（23）からの信号SAが、例えば第３
図Ａに示すような波形であるとすれば、遅延信号SDは、
同図Ｂに示すような波形となるので、エクスクルーシブ
オア回路（35）からは同図Ｃに示すような出力信号SE、
すなわち、信号SAが２逓倍された信号SEが出力される。

そして、この信号SEがPLL（37）に供給されて信号SA
に同期し、かつ、その２倍の周波数のクロックCKが取り
出され、このクロックCKがフリップフロップ（25）など
に供給される。

以上のように、この発明によれば、PCM音声信号SAのP
CMモードを判別することができるが、この場合、特にこ
の発明によれば、再生直後のPCM音声信号SAを２逓倍
し、その逓倍信号SBを周波数弁別してPCM音声信号SAのP
CMモードを判別しているので、Ｌモードと、Ｎモード
と、NRMLモードとにおける信号SBの周波数差が大きくな
り、したがって、PCMモードの判別が容易、かつ確実に
なる。

また、PCMモードを確実に判別できるので、再生イコ
ライザアンプ（22）の再生イコライザ特性、クロック抽
出回路（30）の抽出特性などをPCM信号SAの伝送レイト
に対応して適切に切り換えることができ、符号間干渉を
除去して再生誤り率を良好にすることができる。

第４図Ａは、Ｎモード及びＬモードにおける２逓倍さ
れた信号SBのパワースペクトラムの測定結果を示し、同
図Ｂは、NRMLモード及びＮモードにおける２逓倍された
信号SBのパワースペクトラムの測定結果を示す。さら
に、同図Ｃは、Ｎモード及びＬモードにおける再生等化
後のPCM信号SAのパワースペクトラムの測定結果を示
す。

そして、これらの測定結果によれば、信号SAを２逓倍
することにより、信号SBのS/Nは著しく改善されてい
る。したがって、この点からもPCM音声信号SAのPCMモー
ドを確実に判別することができる。

さらに、信号SAを逓倍する場合、奇数逓倍のときに
は、逓倍回路（43）が複雑になるが、２逓倍、すなわ
ち、偶数逓倍なので、後述の例からも明らかなように逓
倍回路（43）が複雑になることがない。そして、２逓倍
なので、逓倍された信号SBの周波数が必要以上に高くな
ることがなく、次段以降の信号処理が楽である。

また、再生直後のPCM音声信号SAからPCMモードを直接
判別しているので、各回路の特性をスムーズに変更でき
る。

さらに、PCM音声信号SAのすべてをPCMモードの判別に
使用しているので、特定の信号区間をゲートする必要が
なく、構成が簡単である。

G₂第２の実施例第５図は、２逓倍信号SBを同期検波することにより、
その周波数を弁別してPCM音声信号SAのPCMモードを判別
する場合である。

すなわち、逓倍回路（43）からの信号SBが、移相回路
（511）に供給されて移相がπ/2だけ進相され、この移
相された信号SBが同期検波回路（521）に供給される。

さらに、逓倍回路（43）からの信号SBか、位相比較回
路（541）に供給される。この比較回路（541）は、回路
（551）、（561）とともにPLL（531）を構成しているも
ので、VCO（561）からＬモードのときの信号SBに等しい
自走周波数の発振信号が取り出され、この信号が比較回
路（541）に供給され、その比較出力がローパフィルタ
（551）を通じてVCO（561）にその制御信号として供給
され、VCO（561）からは信号SBに同期した平均の周波数
及び位相の発振信号が取り出される。そして、この発振
信号が、検波回路（521）に基準信号として供給され
る。

したがって、逓倍回路（43）からＬモードの信号SBが
得られたときには、検波回路（521）からはその検波出
力SLが得られる。

そして、この検波出力SLが、ローパスフィルタ（57
1）及びレベル比較回路（461）を通じてシスコン（３）
に供給される。

さらに、回路（512）〜（572）、（513）〜（573）も
回路（511）〜（571）と同様に構成されているもので、
詳細な説明は省略する。ただし、VCO（562）、（563）
の自走周波数は、Ｎモードのときの信号SB及びNRMLモー
ドのときの信号SBの周波数とされる。

G₃第３の実施例第６図は、第１図の再生系における回路（22）〜（2
4）、（36）と、回路（41）〜（43）とを共用した場合
である。

G₄第４の実施例第７図は、第５図の再生系において同様に回路を共用
した場合である。

G₅逓倍回路の他の例第８図、第10図、第11図は、逓倍回路（43）の他の例
をそれぞれ示す。

すなわち、第８図に示す例においては、整形回路（4
2）からの信号SAが、バッファ（431）を通じて積分回路
（432）に供給されて第９図Ａ、Ｂに示すように、信号S
Aの積分信号SIが形成される。そして、この信号SIがエ
クスクルーシブオア回路（433）に供給されるととも
に、バッファ（431）からの信号SAがエクスクルーシブ
オア回路（433）に供給される。

この場合、エクスクルーシブオア回路（433）は信号S
Iに対してスレッショールドレベルVthを持つので、この
信号SIは、エクスクルーシブオア回路（433）から見て
同図Ｃに示す信号SIと等価である。

したがって、エクスクルーシブオア回路（433）から
は、同図Ｄに示すように、信号SAの立ち上がり時点に立
ち上がり、信号SAの立ち下がり時点よりも前の時点に立
ち下がる信号SUが取り出される。

また、整形回路（42）からの信号SAが、インバータ
（434）を通じて積分回路（435）に供給されて第９図Ｅ
に示すように、信号SAの反転信号の積分信号SJが形成さ
れる。そして、の信号SJがエクスクルーシブオア回路
（436）に供給されるとともに、インバータ（434）から
の反転信号がエクスクルーシブオア回路（436）に供給
される。

そして、やはり信号SJはエクスクルーシブオア回路
（436）から見て同図Ｆに示す信号SJと等価である。

したがって、エクスクルーシブオア回路（436）から
は、同図Ｇに示すように、信号SAの立ち下がり時点に立
ち上がり、信号SAの立ち上がり時点よりも前の時点に立
ち下がる信号SWが取り出される。

そして、これら信号SU、SWがエクスクルーシブオア回
路（437）に供給され、このエクスクルーシブオア回路
（437）からは同図Ｈに示すように、２逓倍信号SBが取
り出される。

また、第10図に示す例においては、整形回路（42）か
らの信号SAが、そのままエクスクルーシブオア回路（61
4）に供給されるとともに、インバータ（611）→遅延用
のコイル（612）→インバータ（613）を通じてエクスク
ルーシブオア回路（614）に供給され、エクスクルーシ
ブオア回路（614）から２逓倍信号SBが取り出される。

さらに、第11図に示す例においては、トランジスタQ
₁₁〜Q₁₄によりカレントミラー回路が構成されるととも
に、トランジスタQ₁₅、Q₁₆によりカレントミラー回路が
構成される。

そして、整形回路（42）からのPCM音声信号SAが、微
分回路（431）に供給されて第12図Ａ、Ｂに示すよう
に、信号SAの微分信号S₁が取り出され、この信号S₁がト
ランジスタQ₁のベースに供給される。

このトランジスタQ₁は、トランジスタQ₁₂を定電流源
としてトランジスタQ₂とともに電流スイッチ（432）を
構成しているものであり、トランジスタQ₁が信号S₁によ
りドライブされることにより、トランジスタQ₂のベース
には、第12図Ｃに示すように、信号S₁とは逆相の信号S₂
が供給される。

そして、トランジスタQ₁、Q₂のコレクタ出力が、トラ
ンジスタQ₁₃を共通の定電流源とするエミッタフォロワ
のトランジスタQ₃、Q₄のベースに供給される。したがっ
て、トランジスタQ₃、Q₄のエミッタからは、第12図Ｄに
示すように、信号S₁、S₂の２逓倍された信号S₃が取り出
される。

そして、この信号S₃がトランジスタQ₅のベースに供給
される。このトランジスタQ₅は、トランジスタQ₁₆を定
電流源としてレベル比較回路（433）を構成しているも
のである。そして、トランジスタQ₇からトランジスタQ₆
のベースに、第12図Ｄに破線で示すレベルV₃の基準電圧
が供給される。

したがって、信号S₃はレベルV₃でレベル比較されるの
で、トランジスタQ₆のコレクタからは第12図Ｅに示すよ
うに、２逓倍された信号SBが得られる。

そして、この信号SBがトランジスタQ₈を通じて次段の
回路に供給される。

G₆他の実施例なお、上述において、逓倍回路（43）も逓倍回路（3
6）と同様に構成し、あるいはその特性を切り換えるこ
とができる。

また、輝度信号SYの記録モードには、上述のように標
準モードと、ハイバンドモードとがあるが、記録時、PC
Mで音声信号をＬモードあるいはＮモードで記録すると
きには、輝度信号SYをハイバンドモードで記録し、NRML
モードで記録するときには、標準モードで記録するよう
に、PCM音声信号の記録モードと輝度信号SYの記録モー
ドとの組み合わせが固定されている場合には、シスコン
（３）の判別出力により、回路（22）、（26）〜（2
8）、（30）の特性の切り換えと同時に、ビデオ再生処
理回路（13）の特性も対応する特性に切り換えることも
できる。

Ｈ発明の効果この発明によれば、PCM音声信号SAのPCMモードを判別
することができるが、この場合、特にこの発明によれ
ば、再生直後のPCM音声信号SAを２逓倍し、その逓倍信
号SBを周波数弁別してPCM音声信号SAのPCMモードを判別
しているので、Ｌモードと、Ｎモードと、NRMLモードと
における信号SBの周波数差が大きくなり、したがって、
PCMモードの判別が容易、かつ、確実になる。

さらに、第４図に示す測定結果からも明らかなよう
に、信号SAを２逓倍することにより、信号SBのS/Nは著
しく改善され、したがって、この点からもPCM音声信号S
AのPCMモードを確実に判別することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図はその一部の
特性図、第３図はその説明のための波形図、第４図は測
定結果のスペクル図、第５図〜第７図はこの発明の他の
例の系統図、第８図はその一部の接続図、第９図はその
波形図、第10図、第11図は一部の他の例の接続図、第12
図はその波形図、第13図は周波数スペクトル図、第14図
はトラックフォーマットの図、第15図は信号フォーマッ
トの図、第16図は記録モードの説明のための図である。（1A）、（1B）は回転磁気ヘッド、（２）は磁気テー
プ、（３）はシステムコントローラ、（４）はセンサ、
（13）はビデオ再生処理回路、（15）はオーディオ再生
処理回路、（22）は再生イコライザアンプ、（23）はレ
ベル比較回路、（24）は直流レベル検出回路、（25）は
Ｄフリップフロップ、（26）は復調回路、（27）は再生
処理回路、（29）はD/Aコンバータ、（30）はクロック
抽出回路、（36）は２逓倍回路、（37）はPLL、（41）
はプリイコライザアンプ、（42）は波形整形回路、（4
3）は２逓倍回路、（441）〜（443）はバンドパスフィ
ルタ、（451）〜（453）は検波回路、（461）〜（463）
はレベル比較回路である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の伝送レイトの第１のデジタル音声信
号と、第２の伝送レイトの第２のデジタル音声信号とが
選択的に記録された磁気テープから上記第１あるいは第
２のデジタル音声信号を再生し、この再生されたデジタル音声信号から音声信号を取り出
すようにしたVTRにおいて、上記再生されたデジタル音声信号を逓倍回路に供給して
偶数逓倍し、この逓倍回路の出力信号の周波数を弁別し、この弁別出力により上記再生されたデジタル音声信号
が、上記第１及び第２のデジタル音声信号のどちらであ
るかを判別するようにしたVTR。