JPH0446562A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JPH0446562A JPH0446562A JP15354390A JP15354390A JPH0446562A JP H0446562 A JPH0446562 A JP H0446562A JP 15354390 A JP15354390 A JP 15354390A JP 15354390 A JP15354390 A JP 15354390A JP H0446562 A JPH0446562 A JP H0446562A
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- Japan
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 9
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 3
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 101100119059 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) ERG25 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、自動型でフライバックコンバータ方式の(
即ちRCC方式の)スイッチング電源装置に関し、より
具体的には、その過電流保護手段の改良に関する。
即ちRCC方式の)スイッチング電源装置に関し、より
具体的には、その過電流保護手段の改良に関する。
一般的なRCC方式のスイッチング電源装置は、そのス
イッチングトランジスタの最大コレクタ電流が増幅率h
reに依存することで一応、過電流保護機能を有してい
るが、それだけでは二人力覚圧が変動すると過電流保護
開始点がずれる(例えば入力電圧が大きくなると過電流
保護開始点が大きい方へずれる)という問題がある。
イッチングトランジスタの最大コレクタ電流が増幅率h
reに依存することで一応、過電流保護機能を有してい
るが、それだけでは二人力覚圧が変動すると過電流保護
開始点がずれる(例えば入力電圧が大きくなると過電流
保護開始点が大きい方へずれる)という問題がある。
そこで、このような問題を簡単な回路で解消することが
できるスイッチング電源装置が、同一出願人によって別
途提案されている。
できるスイッチング電源装置が、同一出願人によって別
途提案されている。
第3図はその一例を示すものであり、トランス2の一次
巻線2aにスイッチング素子としてのMOSFET6を
直列接続し、かつトランス2のバイアス巻線2cの出力
をコンデンサ16および抵抗18を介してMOSFET
のゲートに帰還するようにしている。
巻線2aにスイッチング素子としてのMOSFET6を
直列接続し、かつトランス2のバイアス巻線2cの出力
をコンデンサ16および抵抗18を介してMOSFET
のゲートに帰還するようにしている。
更に、互いに直列接続された抵抗12およびコンデンサ
14から成る時定数回路10をトランス2のバイアス巻
線2Cの両端に接続し、かつMOSFET6のゲートと
ソース間に制御素子としてのトランジスタ20を並列接
続し、上記コンデンサ14の電圧がこのトランジスタ2
0のベースに印加されるようにしている。
14から成る時定数回路10をトランス2のバイアス巻
線2Cの両端に接続し、かつMOSFET6のゲートと
ソース間に制御素子としてのトランジスタ20を並列接
続し、上記コンデンサ14の電圧がこのトランジスタ2
0のベースに印加されるようにしている。
動作を説明すると、入力電圧Viが印加されると、起動
抵抗8を通してMOSFET6にゲート電圧が印加され
、MOSFET6が導通状態になる。その結果、トラン
ス2の一次巻線2aに電圧が加わり、同時にバイアス巻
線2Cに電圧vbが発生する。これがコンデンサ16お
よび抵抗18を介してMOSFET6のゲートに印加さ
れ、MOSFET6は急速にオンする。このとき、トラ
ンス2の二次巻線2bの電圧はダイオード4に対して逆
方向に加わるので、二次巻線2bには電流が流れず、ト
ランス2にエネルギーが蓄積される。
抵抗8を通してMOSFET6にゲート電圧が印加され
、MOSFET6が導通状態になる。その結果、トラン
ス2の一次巻線2aに電圧が加わり、同時にバイアス巻
線2Cに電圧vbが発生する。これがコンデンサ16お
よび抵抗18を介してMOSFET6のゲートに印加さ
れ、MOSFET6は急速にオンする。このとき、トラ
ンス2の二次巻線2bの電圧はダイオード4に対して逆
方向に加わるので、二次巻線2bには電流が流れず、ト
ランス2にエネルギーが蓄積される。
これと共に、時定数回路10を構成するコンデンサ14
には抵抗12を通して充電電流が流れ、トランジスタ2
0のベース電位が徐々に上昇する。
には抵抗12を通して充電電流が流れ、トランジスタ2
0のベース電位が徐々に上昇する。
コンデンサ14の電圧が所定値に達してトランジスタ2
0が導通し始めると、MOSFET6のゲート電圧が低
下してMOSFET6がオン状態を保てなくなり、−次
巻線2aの電圧が低下し、バイアス巻線2Cの電圧vb
も低下する。これは正帰還であるため、MOSFET6
は急速にオフする。MOSFET6がオフすることによ
り、トランス2の蓄積エネルギーが二次巻線2bからダ
イオード4を通して出力側へ供給される。
0が導通し始めると、MOSFET6のゲート電圧が低
下してMOSFET6がオン状態を保てなくなり、−次
巻線2aの電圧が低下し、バイアス巻線2Cの電圧vb
も低下する。これは正帰還であるため、MOSFET6
は急速にオフする。MOSFET6がオフすることによ
り、トランス2の蓄積エネルギーが二次巻線2bからダ
イオード4を通して出力側へ供給される。
その後、バイアス巻線2Cの電圧vbがOとなれば、起
動抵抗8からの電圧により再びMOSFET6がオン状
態となり、上記のような動作が繰り返される。
動抵抗8からの電圧により再びMOSFET6がオン状
態となり、上記のような動作が繰り返される。
このようなRCC方式においては、良(知られているよ
うに二次側の出力がMOSFET6のオン期間に比例す
るという基本的な関係がある。このスイッチング電源装
置では、これを逆に利用することによって、過電流保護
を行わせている。即ち、MOSFET6のオン期間(こ
れはオフ状態のトランジスタ20をオンさせるまでの時
間でもある)は、コンデンサ14の電圧が立ち上がるス
ピード、即ち時定数回路10の時定数T (=R。
うに二次側の出力がMOSFET6のオン期間に比例す
るという基本的な関係がある。このスイッチング電源装
置では、これを逆に利用することによって、過電流保護
を行わせている。即ち、MOSFET6のオン期間(こ
れはオフ状態のトランジスタ20をオンさせるまでの時
間でもある)は、コンデンサ14の電圧が立ち上がるス
ピード、即ち時定数回路10の時定数T (=R。
・CI、ここでR8は抵抗12の抵抗値、C1はコンデ
ンサ14の静電容量)によって規定されるため、この時
定数TによってMOSFET6のオン期間の上限を決め
ておけば、二次側には設定値以上の電流は出力されない
(即ち過電流保護をする)。例えば、時定数Tを小さく
すればI−ランジスタ20が早くオンし、MOSFET
6が早くオフする。従って、より小さい負荷電流にて保
護モードに入ることになる。
ンサ14の静電容量)によって規定されるため、この時
定数TによってMOSFET6のオン期間の上限を決め
ておけば、二次側には設定値以上の電流は出力されない
(即ち過電流保護をする)。例えば、時定数Tを小さく
すればI−ランジスタ20が早くオンし、MOSFET
6が早くオフする。従って、より小さい負荷電流にて保
護モードに入ることになる。
上記のようなスイッチング電源装置においては、基本的
には時定数回路10の時定数Tによって過電流保護開始
点が決まるので、入力電圧Viの変動による過電流保護
開始点の変動を抑えることができる。
には時定数回路10の時定数Tによって過電流保護開始
点が決まるので、入力電圧Viの変動による過電流保護
開始点の変動を抑えることができる。
しかし、より厳密に見ると、自動型であるため、入力電
圧Viが変動、例えば上昇すると、発振周波数が上昇し
て出力を多く出せる方向に働くため、この点から見れば
依然として過電流保護開始点が変動することになり、こ
のような点になお改善の余地があると言える。
圧Viが変動、例えば上昇すると、発振周波数が上昇し
て出力を多く出せる方向に働くため、この点から見れば
依然として過電流保護開始点が変動することになり、こ
のような点になお改善の余地があると言える。
そこでこの発明は、上記のようなスイッチング電源装置
を更に改良して、入力電圧の変動による過電流保護開始
点の変動をより確実に抑えることができるようにするこ
とを目的とする。
を更に改良して、入力電圧の変動による過電流保護開始
点の変動をより確実に抑えることができるようにするこ
とを目的とする。
上記目的を達成するため、この発明のスイッチング電源
装置は、前述したような時定数回路を構成する抵抗に並
列に、他の抵抗とツェナダイオードとを直列接続し7た
回路を接続したことを特徴とする。
装置は、前述したような時定数回路を構成する抵抗に並
列に、他の抵抗とツェナダイオードとを直列接続し7た
回路を接続したことを特徴とする。
上記のように構成すると、元々の時定数回路を構成する
抵抗と、新たに追加した他の抵抗およびツェナダイオー
ドとの合成回路は、それらに印加される電圧が大きくな
ると抵抗値が小さ(なる特性を示す。
抵抗と、新たに追加した他の抵抗およびツェナダイオー
ドとの合成回路は、それらに印加される電圧が大きくな
ると抵抗値が小さ(なる特性を示す。
従って、入力電圧が例えば上昇すると、新たな時定数回
路の時定数は小さくなり、その結果、制御素子がより早
くオンし、スイッチング素子がより早くオフして保護モ
ードに入るようになり、これによって入力電圧の変動に
よる過電流保護開始点の変動をより確実に抑えることが
できるようになる。
路の時定数は小さくなり、その結果、制御素子がより早
くオンし、スイッチング素子がより早くオフして保護モ
ードに入るようになり、これによって入力電圧の変動に
よる過電流保護開始点の変動をより確実に抑えることが
できるようになる。
第1図は、この発明の一実施例に係るスイッチング電源
装置を示す回路図である。第3図の例と同等部分には同
一符号を付し、以下においては当該先行例との相違点を
主に説明する。
装置を示す回路図である。第3図の例と同等部分には同
一符号を付し、以下においては当該先行例との相違点を
主に説明する。
この実施例においては、前述した時定数回路IOを構成
する抵抗12に並列に、他の抵抗22と、トランス2の
バイアス巻線2Cの電圧vbによって逆バイアスされる
ツェナダイオード24とを直列接続した回路を接続し、
これによって新たな時定数回路10aを構成している。
する抵抗12に並列に、他の抵抗22と、トランス2の
バイアス巻線2Cの電圧vbによって逆バイアスされる
ツェナダイオード24とを直列接続した回路を接続し、
これによって新たな時定数回路10aを構成している。
ツェナダイオード24は、バイアス巻線2Cに出力され
る電圧vbよりも低いツェナ電圧のものを用いている。
る電圧vbよりも低いツェナ電圧のものを用いている。
上記のように構成すると、元々の抵抗12と、新たに追
加した抵抗22およびツェナダイオード24との合成回
路は、それらに印加される電圧が大きくなると抵抗値が
小さくなる特性を示す。
加した抵抗22およびツェナダイオード24との合成回
路は、それらに印加される電圧が大きくなると抵抗値が
小さくなる特性を示す。
これは、抵抗12の抵抗値をRI、抵抗22の抵抗値を
R2、ツェナダイオード24のツェナ電圧をVz、合成
回路の抵抗値をR1合成回路に印加される電圧をVrと
した場合、 と表されるが、ツェナ電圧Vzは電圧Vrに依らず一定
であるからである。
R2、ツェナダイオード24のツェナ電圧をVz、合成
回路の抵抗値をR1合成回路に印加される電圧をVrと
した場合、 と表されるが、ツェナ電圧Vzは電圧Vrに依らず一定
であるからである。
従って、入力電圧Vtが変動した場合、例えば入力電圧
Viが上昇した場合、トランス2のバ・イアス巻線2C
の電圧vbが高くなり、前記合成回路に印加される電圧
Vrも高くなってその合成抵抗値Rが小さくなるため、
時定数回路10aの時定数T(=R−C,)が小さくな
る。
Viが上昇した場合、トランス2のバ・イアス巻線2C
の電圧vbが高くなり、前記合成回路に印加される電圧
Vrも高くなってその合成抵抗値Rが小さくなるため、
時定数回路10aの時定数T(=R−C,)が小さくな
る。
その結果、トランジスタ20がより早くオンし、MO3
FET6がより早くオフして保護モードに入るようにな
る。これで、前述した発振周波数の上昇による過電流保
護開始点の変動を抑えることができる。入力電圧Viが
下降した場合も、上記とは逆の作用により、過電流保護
開始点の変動を抑えることができる。その結果、入力電
圧Viの変動による過電流保護開始点の変動をより確実
に抑えることができるようになり、保護の信頼性が一層
向上する。
FET6がより早くオフして保護モードに入るようにな
る。これで、前述した発振周波数の上昇による過電流保
護開始点の変動を抑えることができる。入力電圧Viが
下降した場合も、上記とは逆の作用により、過電流保護
開始点の変動を抑えることができる。その結果、入力電
圧Viの変動による過電流保護開始点の変動をより確実
に抑えることができるようになり、保護の信頼性が一層
向上する。
なお、上記時定数回路10aには、例えばこの実施例の
ように、フォトカプラ28等を含み、トランス2の二次
側の出力電圧を安定化させるフィードバック制御用の回
路が組み合わされるが、この回路はここで問題としてい
る過電流保護とは切り離して考えることができるので、
その詳細な説明は省略する。
ように、フォトカプラ28等を含み、トランス2の二次
側の出力電圧を安定化させるフィードバック制御用の回
路が組み合わされるが、この回路はここで問題としてい
る過電流保護とは切り離して考えることができるので、
その詳細な説明は省略する。
また、上記抵抗22とツェナダイオード24とには、例
えば第2図に示すように、ダイオード26をツェナダイ
オード24と逆向きに直列に挿入しても良(、そのよう
にすれば、ツェナダイオード24の温度変化による特性
変化をダイオード26によって補償する(吸収する)こ
とができるので、特性がより安定化する。
えば第2図に示すように、ダイオード26をツェナダイ
オード24と逆向きに直列に挿入しても良(、そのよう
にすれば、ツェナダイオード24の温度変化による特性
変化をダイオード26によって補償する(吸収する)こ
とができるので、特性がより安定化する。
また、スイッチング素子にMO3FET6の代わりにト
ランジスタを用いても良いし、制218素子にトランジ
スタ20の代わりにFETを用いても良いのは勿論であ
る。
ランジスタを用いても良いし、制218素子にトランジ
スタ20の代わりにFETを用いても良いのは勿論であ
る。
また、入力電圧Viは、例えば商用型a(交流)を整流
ダイオードによって整流したものである。
ダイオードによって整流したものである。
以上のようにこの発明によれば、スイッチング素子のオ
ン期間の上限を規定する時定数回路を構成する抵抗に並
列に、他の抵抗とツェナダイオードとを直列接続した回
路を接続したので、先行例の場合に比べて、入力電圧の
変動による過電流保護開始点の変動をより確実に抑える
ことができるようになり、その結果保護の信頼性が一層
向上する。
ン期間の上限を規定する時定数回路を構成する抵抗に並
列に、他の抵抗とツェナダイオードとを直列接続した回
路を接続したので、先行例の場合に比べて、入力電圧の
変動による過電流保護開始点の変動をより確実に抑える
ことができるようになり、その結果保護の信頼性が一層
向上する。
第1図は、この発明の一実施例に係るスイッチング電源
装置を示す回路図である。第2図は、時定数回路の他の
例を示す回路図である。第3図は、この発明の背景とな
るスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
装置を示す回路図である。第2図は、時定数回路の他の
例を示す回路図である。第3図は、この発明の背景とな
るスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
Claims (1)
- (1)トランスの一次巻線にスイッチング素子を直列接
続し、同トランスのバイアス巻線の出力をこのスイッチ
ング素子の制御電極に帰還させるものであって、スイッ
チング素子の制御回路に、スイッチング素子のオン期間
の上限を規定するものであって互いに直列接続された抵
抗とコンデンサとを有する時定数回路と、この時定数回
路の出力によってスイッチング素子を強制的にオフさせ
る制御素子とを設けたスイッチング電源装置において、
前記時定数回路を構成する抵抗に並列に、他の抵抗とツ
ェナダイオードとを直列接続した回路を接続したことを
特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15354390A JPH07114545B2 (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15354390A JPH07114545B2 (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0446562A true JPH0446562A (ja) | 1992-02-17 |
JPH07114545B2 JPH07114545B2 (ja) | 1995-12-06 |
Family
ID=15564816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15354390A Expired - Lifetime JPH07114545B2 (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07114545B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002369525A (ja) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Sanyo Electric Co Ltd | スイッチング電源用集積回路 |
US9659271B2 (en) | 2010-12-07 | 2017-05-23 | Amazon Technologies, Inc. | Protection of privacy in connection with shipment of products |
-
1990
- 1990-06-11 JP JP15354390A patent/JPH07114545B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002369525A (ja) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Sanyo Electric Co Ltd | スイッチング電源用集積回路 |
JP4694043B2 (ja) * | 2001-06-08 | 2011-06-01 | 三洋電機株式会社 | スイッチング電源用集積回路 |
US9659271B2 (en) | 2010-12-07 | 2017-05-23 | Amazon Technologies, Inc. | Protection of privacy in connection with shipment of products |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07114545B2 (ja) | 1995-12-06 |
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