JPH0436345B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の技術分野〕 本発明は、交流信号の周波数を検出する周波数
検出方法に係り、特に、交流信号を所定のサンプ
リング周波数でサンプリングし、そのサンプリン
グ値を用いて演算処理することにより、交流信号
の周波数を算出するデイジタル式の周波数検出方
法に関する。 〔発明の技術的背景とその問題点〕 従来、デイジタル式の周波数検出方法としてパ
ルスカウンタ方式のものが広く知られている。こ
の方式は交流入力信号の半周期または１周期にお
けるパルス発振器からのパルス数を計数し、その
計数値を周波数に変換して被測定交流信号の周波
数を高精度に検出するものである。 このような従来方法にあつては、周波数検出精
度を上げようとすれば、高繰返し周波数のパルス
発振器と、交流入力信号の特定の位相点、例えば
零点を正確に検出する手段とを必要とし、このた
め回路が複雑かつ高価になる。 この欠点を除去するために、本願出顔人は先
に、交流信号を所定のサンプリング周波数でサン
プリングし、その半周期のサンプリング値を用い
て演算処理することにより、交流信号の周波数を
算出するデイジタル式の周波数検出方法を提案し
た（未公知）。 しかし、このような半周期の間のサンプリング
値をもとに周波数を求める方法では、交流信号で
ある被測定波形に直流分が重畳した場合、検出結
果に誤差が生ずる恐れがあつた。 〔発明の目的〕 本発明は上記欠点を除去するためになされたも
ので、１周期（360゜）の間のサンプリング値をも
とに、計算機を用いた簡単な演算処理により、直
流分の重畳の影響を受けない高精度の周波数検出
を行い得る周波数検出方法を提供することを目的
とする。 〔発明の概要〕 上記目的を達成するために本発明では、被測定
周波数ｆの交流信号を比較的低いサンプリング周
波数f_sでサンプリングし、その１周期（360゜）の
間のサンプリング値X₀・X₁…X_2o・X_2o+1を用い
て計算機による次のような簡単な演算処理を行な
う。すなわち、前記サンプリング値X₀・X_1-o・
X_2o・X_2o+1と、被測定周波数の定格周波数f₀及び
サンプリング周波数f_sから求められる位相差θ₀と
に基づいて２サンプリング点間の平均位相差θを
演算し、このθとこれを求めるのに用いた前記θ₀
との差の絶対値｜θ−θ₁｜が許容偏差δ以内か否
かを判断し、｜θ−θ₁｜がδよりも大きい時は修
正演算を行ない、前記｜θ−θ₁｜が許容偏差δ以
下になつた時の位相差θと前記f₀及びθ₀とから被
測定周波数ｆを求めることにより、高精度の周波
数検出を可能としたものである。 〔発明の実施例〕 以下、本発明の一実施例を添付図面を参照しつ
つ説明する。 第１図は本発明を実施する周波数検出装置を構
成例を示すブロツク線図である。この検出装置で
は、交流系統１の正弦波電圧の周波数ｆを検出す
るものとし、その電圧が計器用変圧器２によつて
信号レベルに下げられ、アナログ入力カード３に
入力される。この交流入力信号がアナログ入力カ
ード３によつて所定のサンプリング周波数f_sでサ
ンプリングされると共に、アナログ値からデイジ
タル値にＡ−Ｄ変換される。アナログ入力カード
３によるサンプリングデータはマイクロプロセツ
サ４によつて演算処理され周波数ｆが求められ、
デイジタル出力カード５に出力される。このデイ
ジタル出力カード５からの出力は表示器６により
数値表示される。 そして、本発明の特徴はアナログ入力カード３
及びマイクロプロセツサ４の部分で行われる信号
処理方式にあり、次の基本原理によつて周波数の
検出を行なう。 所定のサンプリング周波数f_sでサンプリングさ
れる周波数ｆの交流入力信号の隣り合う２つのサ
ンプリング点の間の位相差θは、交流入力信号の
周波数ｆが変動するとその変動量に比例して変化
する。その値は次式のようになる。 θ＝ｆ／f_s×360（度） …(1) 交流入力電圧の周波数ｆが定格周波数f₀である
時の位相差θをθ₀とすれば、位相差θ₀は次式で表
わされる。 θ₀＝f₀／f_s×360（度） …(2) そして、上記(1)式と(2)式から周波数ｆを求める
式として次式が導かれる。 ｆ＝θ／θ₀・f₀ …(3) (3)式において、θ₀及びf₀は予め知り得る既知量
であり、したがつて隣接する22つのサンプリング
点間の位相差を高精度で求めることにより、所望
の周波数ｆを上記(3)式に基づいて算出できる。ま
た、１周期（360゜）のサンプリングデータを用い
ることで、被測定周波数ｆに直流分が重畳し零点
がずれる場合でも、この影響が除かれ高精度な周
波数の測定が可能となる。以上が本発明の基本原
理である。 第２図は本発明に従つて行われる交流入力信号
のサンプリングの説明図、第３図は本発明に従つ
て行われる演算処理の内容を示すフローチヤート
であり、第２図及び第３図を参照して周波数検出
方法をさらに詳説する。 交流入力信号は、第１図に示すアナログ入力カ
ード３によりサンプリング周波数f_s、つまり周期
T_s＝１／f_sでサンプリングされ、サンプリング値
X₀・X₁…X_2o・X_2o+1が得られる。これらのサン
プリング値は第１図のマイクロプロセツサ４によ
り交流入力信号の1.5周期にサンプリングの１周
期（360゜）を加えた時間にわたつて第３図に示す
ように一時記憶される（ステツプ101）。次にこれ
らの記憶されたサンプリング値を用いてマイナス
からプラス、プラスからマイナスへの極性変化す
る時の前後の各一対のサンプリング値（第２図の
例ではX₀−X₁及びX_2o−X_2o+1）を２組検出する
訳であるが、第１図のマイクロプロセツサ４で次
のような手順で処理する。 まず、第３図に示すように記憶されたサンプリ
ング値X₀・X₁…X_o・X_2o+1のうち、最初のデー
タがプラスかどうか判断される（ステツプ102）。
ここで判断結果が“イエス”すなわちプラスであ
れば、サンプリング値がプラスからマイナスへと
極性変化する時の前後のプラスとマイナスの一対
のサンプリング値X₀・X₁を検出し（ステツプ
103）、さらに約１周期後の同様の極性変化をする
時の一対のサンプリング値X_2o・X_2o+1を検出す
る（ステツプ104）。また、上記の判断結果が”ノ
ー”、すなわちマイナスであれば、サンプリング
値がマイナスからプラスへと極性変化する時の前
後のマイナスとプラスの一対のサンプリング値
X₀・X₁を検出し（ステツプ105）、さらに約１周
期後の同様の極性変化をする時の一対のサンプリ
ング値X_2o・X_2o+1を検出する（ステツプ106）。
以上の検出結果に基づいて、“イエス”、”ノー”
の場合についてサンプリング値X₁からX_2oまでの
同一極性にあるもののサンプリング数2nを求め
る（ステツプ107）。 次に、実際周波数ｆを定格周波数f₀と仮定した
時の位相差θ₁を上記(2)式に基づいて次式のように
求める（ステツプ108）。 θ₁＝ｆ／f_s×360 …(4) そして被測定交流信号の１サンプリング時間に
対応する位相差θを交流入力信号の零点付近の直
線性を利用して次式より算出する（ステツプ
109）。 θ＝360−θ₁×（｜X₁｜／｜X₀｜＋｜X₁｜＋｜X_2o｜／
｜X_2o｜＋｜X_2o+1｜）／2n−１…(5) (5)式の右辺の括弧内のうち、左の項
｜X₁｜／｜X₀｜＋｜X₁｜は、近似的に交流入力信号の零 点からサンプリング値X₁の得られた点までの位
相差に対応し右の項｜X_2o｜／｜X_2o｜＋｜X_2o+1｜は、
サ ンプリング値X_2oの得られた点から零点までの位
相差に対応する。括弧内全体としては、被測定周
波数一周期の両端の隣接する異極性のサンプリン
グ値間の位相差の内、その一周期に含まれる位相
差に対応する。一方上記(5)式によつて得られた位
相差θは被測定周波数のサンプリング値間の平均
位相差を表わす。しかるにこのようにして求めた
両位相差、すなわち(4)式と(5)式の結果は本来等し
くなければならず、これが等しくない時は当初用
いた位相差θ₁の値が適切でなかつたことを意味す
る。 そこで、上記のようにして求めた(5)式の位相差
θと(4)式の位相差θ₁との差の絶対値｜θ−θ₁｜を
予め設定した許容偏差δと比較し（ステツプ
110）、 ｜θ−θ₁｜＞δ であれば、(5)式の位相差θ₁に(5)式の演算によつて
得た位相差θの値を代入し（ステツプ111）、再
び、隣接する２つのサンプリング間の新たな位相
差θを(5)式に従つて演算して求める（ステツプ
109）。この演算を ｜θ−θ₁｜≦δ となるまで繰返し、 ｜θ−θ₁｜≦δ となれば、これはθ＝θ₁とみなせ、この得られた
位相差θの値を用いて上記(3)式の ｆ＝θ／θ₀・f₀ により、実際の周波数ｆを算出し（ステツプ
112）、その結果を第１図のデイジタル出力カード
５を介して表示器６に表示する。これにより高精
度の周波数検出が可能となる。 ここで、上記実施例と、本願出願人が先に提案
した半周期の間のサンプリング値をもとに周波数
を求める方法とを、比較する。一般に、アナログ
入力カード３にはオフセツト（直流分）が存在す
る。そして被測定波形に直流分が重畳していた
時、本願出願人が先に提案した方法では直流分の
影響により、計算結果が実際の値と異なつてく
る。すなわち計算例を示すと次のようになる。 例えば、定格周波数50Hzとし、波高値１、周波
数50，60Hzの正弦波を考え、これに波高値の±30
％±20％±10％、０の直流分が重畳した場合の計
算結果を半周期のサンプリング値で算出、１
周期のサンプリング値で算出し、その結果は次表
の通りである。なお、位相差θの許容誤差は0.1
（すなわち、Δf＜0.33Hz）とする。

【表】

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、交流信
号を比較的低いサンプリング周波数でサンプリン
グし、そのサンプリング値を用いて計算機による
簡単な演算処理を行ない、隣接する２つのサンプ
リング点間の位相差を高精度で求めて被測定周波
数を算出するようにしたので、簡易的確に高精度
な周波数検出を行なうことができる。しかも、１
周期のサンプリングデータを用いているので、た
とえ被測定周波数に直流分が重畳し零点がずれる
場合でも、この影響を除去した高精度な周波数の
測定が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施する周波数検出装置の一
構成例を示すブロツク線図、第２図は本発明に従
つて行われる交流入力信号のサンプリングの説明
図、第３図は本発明に従つて行なわれる演算処理
の内容を示すフローチヤートである。 １…交流系統、２…計器用変圧器、３…アナロ
グ入力カード、４…マイクロプロセツサ、５…デ
イジタル出力カード、６…表示器、X₀・X₁…
X_2o・X_2o+1…サンプリング値、ｆ…被測定周波
数。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 被測定周波数ｆの交流信号をより高いサンプ
   リング周波数f_sでサンプリングし、そのサンプリ
   ング値のうちマイナスからプラス、プラスからマ
   イナスへと極性変化する隣接する２つのサンプリ
   ング値X₀，X₁と、被測定交流信号でほぼ１周期
   後に現れる前記と同様の極性変化する隣接する２
   つのサンプリング値X_2o，X_2o+1と、サンプリン
   グ値X₁からX_2oまでのサンプリング数2nとから、
   隣接する２つのサンプリング点間の被測定交流信
   号基準の位相差に関する変数をθ₁とする下記(1)式
   において、まず位相差θ₁として前記被測定周波数
   ｆの定格周波数f₀とサンプリング周波数f_sとから
   下記(2)式によつて求められる位相差θ₀を用いてサ
   ンプリング値X₁からX_2oまでのサンプリング期間
   における２サンプリング点間の平均位相差θを求
   め、この平均位相差θとこれを求めるのに用いた
   前記位相差θ₀との差の絶対値｜θ−θ₁｜が所定の
   許容偏差δ以下か否かを判断し、絶対値｜θ−θ₁
   ｜が許容偏差δよりも大きい時は下記(1)式によつ
   て求めた位相差θの値を前記θ₁の値として代入し
   て新たな位相差θを繰返し演算して求め、前記｜
   θ−θ₁｜が許容偏差δ以下になつた時の位相差θ
   を用い、下記(3)式により被測定周波数ｆを求める
   ようにしたことを特徴とする周波数検出方法。 θ＝360−θ₁×（｜X₁｜／｜X₀｜＋｜X₁｜＋｜X_2o｜／
   ｜X_2o｜＋｜X_2o+1｜）／2n−１…(1) θ₀＝f₀／f_s×360 …(2) ｆ＝θ／θ₀×f₀ …(3)