JPH0525072B2 - - Google Patents
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- JPH0525072B2 JPH0525072B2 JP12064685A JP12064685A JPH0525072B2 JP H0525072 B2 JPH0525072 B2 JP H0525072B2 JP 12064685 A JP12064685 A JP 12064685A JP 12064685 A JP12064685 A JP 12064685A JP H0525072 B2 JPH0525072 B2 JP H0525072B2
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 36
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 3
- 238000012887 quadratic function Methods 0.000 description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕
この発明は、正弦波信号をサンプリングし、こ
のサンプリング値にもとづいて所定の演算をする
ことにより、正弦波信号の周波数を数値（デイジ
タル）的に検出する周波数検出方法に関する。 〔従来の技術〕 従来、正弦波交流信号をサンプリングした値を
用いて周波数を検出する方法としては、例えば信
号の符号（±）が反転する点、すなわち零点を利
用する零点検出方式が知られている。 第４図はかかる零点検出方式を説明するための
波形図である。これは、例えば同図の零点tZ2，
tZ1の時間差tZ2−tZ1が周期Ｔの1/2に相当すること
から、周波数を ＝１／Ｔ＝１／２（tZ2−tZ1） として求めるものである。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記の如き零点検出方式によれば、入力信号が
正しく正弦波信号である場合は精度よく周波数を
求めることができるが、交流信号に第５図の如く
直流成分Vdが重畳した場合は、隣り合う零点の
間の発生時刻の差が正弦波の同期に等しく対応し
ないため（tZ2′−tZ1′≠tZ3′−tZ2′≠Ｔ／２）、周
波数の検出に誤差を生じるという問題点がある。 したがつて、この発明は入力信号に直流成分が
重畳して零点がドリフトする場合にも、精度よく
周波数を検出し得るようにすることを目的とす
る。 〔問題を解決するための手段〕 正弦波入力信号を所定の周期でサンプリングす
るサンプリング手段と、このサンプリング値にも
とづいて所定の演算を行なう演算手段とを設け
る。 〔作用〕 周波数（周期）を検出するに当たり、例えば隣
り合う極値の発生時刻の差を用いるようにする。
すなわち、第３図に示すように直流分を含み、周
波数で周期的に変化する交流信号ｖ(t)の場合で
も、周波数は隣り合う極大値と極小値の間の発
生時刻の差Ｔ／２（半周期に相当）、もしくは隣り
合う極大値と極大値（または、極小値と極小値）
の間の発生時刻の差Ｔ（１周期に相当：Ｔ＝１／
）から正しく検出できるという原理を利用す
る。 そこで、正弦波入力信号を所定時間間隔ΔtS毎
にサンプリングし、 相隣る３個のサンプリング時刻t1，t2，t3にお
ける前記入力信号のサンプリング値V1，V2，V3
の間に、中間サンプリング時刻t2におけるサンプ
リング値V2がV1＜V2＞V3の関係にあることを検
出して、時間間隔ΔtS、中間サンプリング時刻t2、
及びサンプリング値V1，V2，V3に基づいてサン
プリング時刻t1とt3の間における前記入力信号の
極大値を示す時刻tMAXを演算し、 極大値を示す時刻tMAXの検出に続いて、相隣る
３個のサンプリング時刻t4，t5，t6における前記
入力信号のサンプリング値V4，V5，V6の間に、
中間サンプリング時刻t5におけるサンプリング値
V5がV4＞V5＜V6の関係にあることを検出して、
時間間隔ΔtS、中間サンプリング時刻t5、及びサ
ンプリング値V4，V5，V6に基づいてサンプリン
グ時刻t4と6の間における前記入力信号の極小値
を示す時刻tMINを演算し、 前記時刻tMAXおよびtMINに基づいて前記正弦波
入力信号の周波数を検出する。 〔実施例〕 第１図はこの発明の実施例を説明するための波
形図であり、極値（極大値または極小値）の発生
時刻を求める手法を説明するためのものである。 まず、同図イを用いて極大値の場合について説
明する。 交流信号ｖ(t)を時間ΔtSごとに等間隔でサンプ
リングするとき、時刻t1，t2，t3（t2＝t1＋ΔtS、t3
＝t2＋ΔtS、ΔtS＞０）における信号の値のそれぞ
れv1，v2，v3と表わすと、v1＜v2、v2＞v3が成り
立つならばｖ(t)の極大値は時刻t1とt3の間の時刻
tnaxにある（t1＜tnax＜t3）。ここで、これらの値
に対して２次関数をあてはめることにすれば、こ
の時刻tnaxは次の(1)式により近似することができ
る。 tnax＝t2−ΔtS／２・v3−v1／v1−2v2＋v3 …(1) 極小値についても同様に、同図ロの如く極小値
をはさみ込む３つの連続したサンプリング時刻を
t4，t5，t6（t5＝t4＋ΔtS、t6＝tS＋ΔtS）とし、それ
ぞれの時刻における信号の値をv4，v5，v6（v4＞
v5、v5＜v6）とすると、極小値の発生時刻tnioは
次の第(2)式により近似的に求められる。 tnio＝t5−ΔtS／２・v6−v4／v4−2v5＋v6 …(2) 上記(1)，(2)式を使つて交流入力信号のひとつの
極大値と、それに隣り合う極小値の発生時刻
tnax，tnioとを求めると、その差｜tnio−tnax｜は
この交流信号の半周期に相当するので、周波数
は次の(3)式を使つて計算することができる。 ＝１／２・１／｜tnio−tnax｜ ……(3) 入力信号ｖ(t)に直流成分が重畳した場合は、(1)
式および(2)式において近似すべき２次関数が異な
るだけなので、直流ドリフトにより誤差を生じる
ことはない。また、極値付近で交流信号の絶対値
がフルスケールに近いサンプリング値を計算に使
うようにしているため、量子化誤差も改善され
る。 第２図はこの発明が適用されるデイジタル装置
を示すブロツク図である。このデイジタル装置は
大きくはアナログ入力部１、デイジタル演算部
２、入出力インタフエイス部３および表示部４か
ら構成され、アナログ入力部１は絶縁変成器１
１、アナログフイルタ１２、サンプルホールド回
路１３、マルチプレクサ１４およびアナログ／デ
イジタル変換器１５等より成り、またデイジタル
演算部２はマイクロコンピユータの如き処理装置
（CPU）２１、ROM（リードオンリメモリ）２２
およびRAM（ランダムアクセスメモリ）２３等
より成つている。 アナログ入力部１に入力された交流信号は、演
算部２をサージなどから守る絶縁変成器１１を介
してアナログフイルタ１２に与えられ、こゝで高
調波を除去された後、サンプルホールド回路１３
により離散値信号に変換される。交流入力が同図
のように複数ある場合には、続いてマルチプレク
サ１４によりシリアルデータに信号が並び変えら
れたあと、アナログ／デイジタル変換器１５によ
りデイジタル信号に変換されて演算部２に与えら
れる。CPU２１はアナログ／デイジタル変換器
１５を介して与えられる信号にもとづき、先の(1)
〜(3)式の如き演算を行なう。この演算結果は表示
部４で数値表示されるほか、入出力インタフエイ
ス部３により接点信号に変換され、通信装置など
に出力される。 なお、上記の如きデイジタル装置は、例えばシ
ーケンサやデイジタル演算形継電器（デイジタル
形リレー）として周知のものである。すなわち、
既存のデイジタル形リレーの如きデイジタル装置
に、上記(1)〜(3)式の如き演算を実行させるROM
等を付加することにより、いとも簡単に周波数検
出機能を付与することができるのが本方式の特徴
でもある。 本方式と従来の零点検出方法とを比較するため
に、次のような条件を設定して、数値的なシミユ
レーシヨンを行なつた結果を示すと、次表の如く
なる。 入力信号：実効値110Vの交流電圧信号とする。 周波数：基本周波数を60Hzとし、±１Hzの変動
を考える。 量子化ビツト：11ビツト（2″＝2048） 直流ドリフト：実効値の＋５％を正弦波に重畳
する。 サンプリング周波数：720Hz
のサンプリング値にもとづいて所定の演算をする
ことにより、正弦波信号の周波数を数値（デイジ
タル）的に検出する周波数検出方法に関する。 〔従来の技術〕 従来、正弦波交流信号をサンプリングした値を
用いて周波数を検出する方法としては、例えば信
号の符号（±）が反転する点、すなわち零点を利
用する零点検出方式が知られている。 第４図はかかる零点検出方式を説明するための
波形図である。これは、例えば同図の零点tZ2，
tZ1の時間差tZ2−tZ1が周期Ｔの1/2に相当すること
から、周波数を ＝１／Ｔ＝１／２（tZ2−tZ1） として求めるものである。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記の如き零点検出方式によれば、入力信号が
正しく正弦波信号である場合は精度よく周波数を
求めることができるが、交流信号に第５図の如く
直流成分Vdが重畳した場合は、隣り合う零点の
間の発生時刻の差が正弦波の同期に等しく対応し
ないため（tZ2′−tZ1′≠tZ3′−tZ2′≠Ｔ／２）、周
波数の検出に誤差を生じるという問題点がある。 したがつて、この発明は入力信号に直流成分が
重畳して零点がドリフトする場合にも、精度よく
周波数を検出し得るようにすることを目的とす
る。 〔問題を解決するための手段〕 正弦波入力信号を所定の周期でサンプリングす
るサンプリング手段と、このサンプリング値にも
とづいて所定の演算を行なう演算手段とを設け
る。 〔作用〕 周波数（周期）を検出するに当たり、例えば隣
り合う極値の発生時刻の差を用いるようにする。
すなわち、第３図に示すように直流分を含み、周
波数で周期的に変化する交流信号ｖ(t)の場合で
も、周波数は隣り合う極大値と極小値の間の発
生時刻の差Ｔ／２（半周期に相当）、もしくは隣り
合う極大値と極大値（または、極小値と極小値）
の間の発生時刻の差Ｔ（１周期に相当：Ｔ＝１／
）から正しく検出できるという原理を利用す
る。 そこで、正弦波入力信号を所定時間間隔ΔtS毎
にサンプリングし、 相隣る３個のサンプリング時刻t1，t2，t3にお
ける前記入力信号のサンプリング値V1，V2，V3
の間に、中間サンプリング時刻t2におけるサンプ
リング値V2がV1＜V2＞V3の関係にあることを検
出して、時間間隔ΔtS、中間サンプリング時刻t2、
及びサンプリング値V1，V2，V3に基づいてサン
プリング時刻t1とt3の間における前記入力信号の
極大値を示す時刻tMAXを演算し、 極大値を示す時刻tMAXの検出に続いて、相隣る
３個のサンプリング時刻t4，t5，t6における前記
入力信号のサンプリング値V4，V5，V6の間に、
中間サンプリング時刻t5におけるサンプリング値
V5がV4＞V5＜V6の関係にあることを検出して、
時間間隔ΔtS、中間サンプリング時刻t5、及びサ
ンプリング値V4，V5，V6に基づいてサンプリン
グ時刻t4と6の間における前記入力信号の極小値
を示す時刻tMINを演算し、 前記時刻tMAXおよびtMINに基づいて前記正弦波
入力信号の周波数を検出する。 〔実施例〕 第１図はこの発明の実施例を説明するための波
形図であり、極値（極大値または極小値）の発生
時刻を求める手法を説明するためのものである。 まず、同図イを用いて極大値の場合について説
明する。 交流信号ｖ(t)を時間ΔtSごとに等間隔でサンプ
リングするとき、時刻t1，t2，t3（t2＝t1＋ΔtS、t3
＝t2＋ΔtS、ΔtS＞０）における信号の値のそれぞ
れv1，v2，v3と表わすと、v1＜v2、v2＞v3が成り
立つならばｖ(t)の極大値は時刻t1とt3の間の時刻
tnaxにある（t1＜tnax＜t3）。ここで、これらの値
に対して２次関数をあてはめることにすれば、こ
の時刻tnaxは次の(1)式により近似することができ
る。 tnax＝t2−ΔtS／２・v3−v1／v1−2v2＋v3 …(1) 極小値についても同様に、同図ロの如く極小値
をはさみ込む３つの連続したサンプリング時刻を
t4，t5，t6（t5＝t4＋ΔtS、t6＝tS＋ΔtS）とし、それ
ぞれの時刻における信号の値をv4，v5，v6（v4＞
v5、v5＜v6）とすると、極小値の発生時刻tnioは
次の第(2)式により近似的に求められる。 tnio＝t5−ΔtS／２・v6−v4／v4−2v5＋v6 …(2) 上記(1)，(2)式を使つて交流入力信号のひとつの
極大値と、それに隣り合う極小値の発生時刻
tnax，tnioとを求めると、その差｜tnio−tnax｜は
この交流信号の半周期に相当するので、周波数
は次の(3)式を使つて計算することができる。 ＝１／２・１／｜tnio−tnax｜ ……(3) 入力信号ｖ(t)に直流成分が重畳した場合は、(1)
式および(2)式において近似すべき２次関数が異な
るだけなので、直流ドリフトにより誤差を生じる
ことはない。また、極値付近で交流信号の絶対値
がフルスケールに近いサンプリング値を計算に使
うようにしているため、量子化誤差も改善され
る。 第２図はこの発明が適用されるデイジタル装置
を示すブロツク図である。このデイジタル装置は
大きくはアナログ入力部１、デイジタル演算部
２、入出力インタフエイス部３および表示部４か
ら構成され、アナログ入力部１は絶縁変成器１
１、アナログフイルタ１２、サンプルホールド回
路１３、マルチプレクサ１４およびアナログ／デ
イジタル変換器１５等より成り、またデイジタル
演算部２はマイクロコンピユータの如き処理装置
（CPU）２１、ROM（リードオンリメモリ）２２
およびRAM（ランダムアクセスメモリ）２３等
より成つている。 アナログ入力部１に入力された交流信号は、演
算部２をサージなどから守る絶縁変成器１１を介
してアナログフイルタ１２に与えられ、こゝで高
調波を除去された後、サンプルホールド回路１３
により離散値信号に変換される。交流入力が同図
のように複数ある場合には、続いてマルチプレク
サ１４によりシリアルデータに信号が並び変えら
れたあと、アナログ／デイジタル変換器１５によ
りデイジタル信号に変換されて演算部２に与えら
れる。CPU２１はアナログ／デイジタル変換器
１５を介して与えられる信号にもとづき、先の(1)
〜(3)式の如き演算を行なう。この演算結果は表示
部４で数値表示されるほか、入出力インタフエイ
ス部３により接点信号に変換され、通信装置など
に出力される。 なお、上記の如きデイジタル装置は、例えばシ
ーケンサやデイジタル演算形継電器（デイジタル
形リレー）として周知のものである。すなわち、
既存のデイジタル形リレーの如きデイジタル装置
に、上記(1)〜(3)式の如き演算を実行させるROM
等を付加することにより、いとも簡単に周波数検
出機能を付与することができるのが本方式の特徴
でもある。 本方式と従来の零点検出方法とを比較するため
に、次のような条件を設定して、数値的なシミユ
レーシヨンを行なつた結果を示すと、次表の如く
なる。 入力信号：実効値110Vの交流電圧信号とする。 周波数：基本周波数を60Hzとし、±１Hzの変動
を考える。 量子化ビツト：11ビツト（2″＝2048） 直流ドリフト：実効値の＋５％を正弦波に重畳
する。 サンプリング周波数：720Hz
この発明によれば、交流信号の極値の発生時刻
をもとに周波数を求めるようにしているので、直
流成分が入力信号に重畳した場合も高い精度で周
波数を検出することができるばかりでなく、既存
のデイジタル装置に対して簡単に周波数検出機能
を付与し得る利点がもたらされる。
をもとに周波数を求めるようにしているので、直
流成分が入力信号に重畳した場合も高い精度で周
波数を検出することができるばかりでなく、既存
のデイジタル装置に対して簡単に周波数検出機能
を付与し得る利点がもたらされる。
第１図はこの発明の実施例を説明するための波
形図、第２図はこの発明が適用されるデイジタル
装置を示すブロツク図、第３図はこの発明の原理
を説明するための波形図、第４図は正弦波信号の
零点と周期との関係を説明するための波形図、第
５図は正弦波信号における直流ドリフトの影響を
説明するための波形図である。 符号説明、１……アナログ入力部、２……デイ
ジタル演算部、３……入出力インタフエイス部、
４……表示部、１１……絶縁変成器、１２……ア
ナログフイルタ、１３……サンプルホールド回
路、１４……マルチプレクサ、１５……アナロ
グ／デイジタル変換器、２１……処理装置
（CPU）、２２……ROM（リードオンリメモリ）、
２３……RAM（ランダムアクセスメモリ）。
形図、第２図はこの発明が適用されるデイジタル
装置を示すブロツク図、第３図はこの発明の原理
を説明するための波形図、第４図は正弦波信号の
零点と周期との関係を説明するための波形図、第
５図は正弦波信号における直流ドリフトの影響を
説明するための波形図である。 符号説明、１……アナログ入力部、２……デイ
ジタル演算部、３……入出力インタフエイス部、
４……表示部、１１……絶縁変成器、１２……ア
ナログフイルタ、１３……サンプルホールド回
路、１４……マルチプレクサ、１５……アナロ
グ／デイジタル変換器、２１……処理装置
（CPU）、２２……ROM（リードオンリメモリ）、
２３……RAM（ランダムアクセスメモリ）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 正弦波入力信号を所定時間間隔ΔtS毎にサン
プリングし、 相隣る３個のサンプリング時刻t1，t2，t3にお
ける前記入力信号のサンプリング値V1，V2，V3
の間に、中間サンプリング時刻t2におけるサンプ
リング値V2がV1＜V2＞V3の関係にあることを検
出して、時間間隔ΔtS、中間サンプリング時刻t2、
及びサンプリング値V1，V2，V3に基づいてサン
プリング時刻t1とt3の間における前記入力信号の
極大値を示す時刻tMAXを演算し、 極大値を示す時刻tMAXの検出に続いて、相隣る
３個のサンプリング時刻t4，t5，t6における前記
入力信号のサンプリング値V4，V5，V6の間に、
中間サンプリング時刻t5におけるサンプリング値
V5がV4＞V5＜V6の関係にあることを検出して、
時間間隔ΔtS、中間サンプリング時刻t5、及びサ
ンプリング値V4，V5，V6に基づいてサンプリン
グ時刻t4と6の間における前記入力信号の極小値
を示す時刻tMINを演算し、 前記時刻tMAXおよびtMINに基づいて前記正弦波
入力信号の周波数を検出する、 ことを特徴とするデイジタル式周波数検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12064685A JPS61280577A (ja) | 1985-06-05 | 1985-06-05 | デイジタル式周波数検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12064685A JPS61280577A (ja) | 1985-06-05 | 1985-06-05 | デイジタル式周波数検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61280577A JPS61280577A (ja) | 1986-12-11 |
| JPH0525072B2 true JPH0525072B2 (ja) | 1993-04-09 |
Family
ID=14791374
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12064685A Granted JPS61280577A (ja) | 1985-06-05 | 1985-06-05 | デイジタル式周波数検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61280577A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002228693A (ja) * | 2001-02-01 | 2002-08-14 | Toshiba Corp | 周波数測定方法および装置およびその処理プログラムを記憶した媒体 |
| JP4516826B2 (ja) * | 2004-11-15 | 2010-08-04 | Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 | フォ−カスモニタ方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56122228A (en) * | 1980-02-29 | 1981-09-25 | Komatsu Ltd | Quadrupler |
-
1985
- 1985-06-05 JP JP12064685A patent/JPS61280577A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61280577A (ja) | 1986-12-11 |
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