JPH0132692B2 - - Google Patents
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- JPH0132692B2 JPH0132692B2 JP55144692A JP14469280A JPH0132692B2 JP H0132692 B2 JPH0132692 B2 JP H0132692B2 JP 55144692 A JP55144692 A JP 55144692A JP 14469280 A JP14469280 A JP 14469280A JP H0132692 B2 JPH0132692 B2 JP H0132692B2
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- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 55
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 38
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 19
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/18—Error detection or correction; Testing, e.g. of drop-outs
- G11B20/1816—Testing
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はアナログ入力信号をデイジタル符号化
して出力し、デイジタル処理装置へ信号を供給す
る変換装置の振幅誤差および位相角誤差を高精度
に測定する誤差試験装置に関する。
して出力し、デイジタル処理装置へ信号を供給す
る変換装置の振幅誤差および位相角誤差を高精度
に測定する誤差試験装置に関する。
（従来の技術）
アナログ−デイジタル変換装置はデイジタル処
理の根幹となるものであつて、高い精度が要求さ
れる。そのため、前記変換装置自体の精度を試験
する装置が必要であるが、従来から一例として第
１図のような試験装置が使用されている。
理の根幹となるものであつて、高い精度が要求さ
れる。そのため、前記変換装置自体の精度を試験
する装置が必要であるが、従来から一例として第
１図のような試験装置が使用されている。
図の回路構成において、印加電源（試験用電
源）１からのアナログ信号は線路２を介して、デ
イジタル符号化装置（以下被試験装置と言う）３
およびアナログ式試験装置５に入力する。更に、
被試験装置３でデイジタル符号化された信号は線
路４を介してアナログ式試験装置５に入力され
る。線路４より、該試験装置５に入力されたデイ
ジタル信号はデイジタル−アナログ変換回路６で
アナログ信号に変換され、比較検出回路７で振幅
誤差、位相角誤差を求めることができる。
源）１からのアナログ信号は線路２を介して、デ
イジタル符号化装置（以下被試験装置と言う）３
およびアナログ式試験装置５に入力する。更に、
被試験装置３でデイジタル符号化された信号は線
路４を介してアナログ式試験装置５に入力され
る。線路４より、該試験装置５に入力されたデイ
ジタル信号はデイジタル−アナログ変換回路６で
アナログ信号に変換され、比較検出回路７で振幅
誤差、位相角誤差を求めることができる。
（発明が解決しようとする課題）
従来の試験装置５ではデイジタル−アナログ変
換回路６を介して比較測定するため、このデイジ
タル−アナログ変換回路６の誤差が加算されるこ
と、開接的に比較測定する方式であること、デイ
ジタル−アナログ変換回路６の元波形（印加電源
波形）に対する忠実度は被試験装置のサンプリン
グ数（デイジタル変換する間隔）により決定され
ることなどから、精度良く測定できないと言つた
課題がある。
換回路６を介して比較測定するため、このデイジ
タル−アナログ変換回路６の誤差が加算されるこ
と、開接的に比較測定する方式であること、デイ
ジタル−アナログ変換回路６の元波形（印加電源
波形）に対する忠実度は被試験装置のサンプリン
グ数（デイジタル変換する間隔）により決定され
ることなどから、精度良く測定できないと言つた
課題がある。
（課題を解決するための手段）
前述の課題を解決するために本発明は、被試験
装置から入力されるデイジタル信号をデイジタル
−アナログ変換することなく、つまりアナログ信
号で比較試験を行うのではなく基準となるアナロ
グ信号をアナログ−デイジタル変換回路によつて
デイジタル信号に変換し、この信号と被試験装置
からインターフエース回路を介して入力されるデ
イジタル信号とを演算装置に取り来んでフーリエ
計算を主とした演算を行う。そして演算結果より
被試験装置の振幅誤差並びに位相角誤差を求める
ようにしたものである。
装置から入力されるデイジタル信号をデイジタル
−アナログ変換することなく、つまりアナログ信
号で比較試験を行うのではなく基準となるアナロ
グ信号をアナログ−デイジタル変換回路によつて
デイジタル信号に変換し、この信号と被試験装置
からインターフエース回路を介して入力されるデ
イジタル信号とを演算装置に取り来んでフーリエ
計算を主とした演算を行う。そして演算結果より
被試験装置の振幅誤差並びに位相角誤差を求める
ようにしたものである。
（作用）
上記のように構成した本発明の誤差試験装置に
よれば、まず該装置内のサンプリング回路によつ
て印加電源（試験用電源）に同期した２種類のサ
ンプリング信号を発生し、第１のサンプリング信
号を基準となるアナログ信号をデイジタル信号に
変換するアナログ−デイジタル変換回路に与える
とともに、第２のサンプリング信号をインターフ
エース回路を介して被試験装置に与え、しかも第
１のサンプリング信号の数を第２のサンプリング
信号の数の整数倍にする。
よれば、まず該装置内のサンプリング回路によつ
て印加電源（試験用電源）に同期した２種類のサ
ンプリング信号を発生し、第１のサンプリング信
号を基準となるアナログ信号をデイジタル信号に
変換するアナログ−デイジタル変換回路に与える
とともに、第２のサンプリング信号をインターフ
エース回路を介して被試験装置に与え、しかも第
１のサンプリング信号の数を第２のサンプリング
信号の数の整数倍にする。
一方被試験装置からは、印加電源のアナログ信
号を第２のサンプリング信号の数のデイジタル信
号に変換した信号が誤差試験装置内のインターフ
エース回路を介して演算装置に入力される。
号を第２のサンプリング信号の数のデイジタル信
号に変換した信号が誤差試験装置内のインターフ
エース回路を介して演算装置に入力される。
またアナログ−デイジタル変換回路からは、印
加電源のアナログ信号を第１のサンプリング信号
の数のデイジタル信号に変換した信号が演算装置
に入力され、演算装置ではこれら２つのデイジタ
ル信号をそれぞれフーリエ展開式に基ずいてフー
リエ級数に展開し、これらそれぞれのフーリエ級
数から被試験装置の振幅誤差並びに位相角誤差を
演算する。
加電源のアナログ信号を第１のサンプリング信号
の数のデイジタル信号に変換した信号が演算装置
に入力され、演算装置ではこれら２つのデイジタ
ル信号をそれぞれフーリエ展開式に基ずいてフー
リエ級数に展開し、これらそれぞれのフーリエ級
数から被試験装置の振幅誤差並びに位相角誤差を
演算する。
そしてこの演算装置の出力を、出力装置によつ
て表示し、記録する。
て表示し、記録する。
第１のサンプリング信号の数は第２のサンプリ
ング信号の数の整数倍となつているので、この倍
数に比例して誤差試験装置の精度は被試験装置の
それより良くなる。
ング信号の数の整数倍となつているので、この倍
数に比例して誤差試験装置の精度は被試験装置の
それより良くなる。
（実施例）
第２図は本発明の実施例である。印加電源（試
験用電源）８のアナログ信号は線路９を介して被
試験装置１０並びに誤差試験装置１７に入力す
る。誤差試験装置１７はアナログ−デイジタル変
換回路１２、インターフエース回路１３、サンプ
リング回路１４、演算装置１５、出力装置１６で
構成されている。
験用電源）８のアナログ信号は線路９を介して被
試験装置１０並びに誤差試験装置１７に入力す
る。誤差試験装置１７はアナログ−デイジタル変
換回路１２、インターフエース回路１３、サンプ
リング回路１４、演算装置１５、出力装置１６で
構成されている。
アナログ−デイジタル変換回路１２では印加電
源８のアナログ信号を、サンプリング回路１４で
作られる２つのサンプリング信号のうちの第１の
サンプリング信号に従つてデイジタル変換し、演
算装置１５内のメモリに取り込む。
源８のアナログ信号を、サンプリング回路１４で
作られる２つのサンプリング信号のうちの第１の
サンプリング信号に従つてデイジタル変換し、演
算装置１５内のメモリに取り込む。
また被試験装置１０からのデイジタルデータも
前記サンプリング回路１４で作られる第２のサン
プリング信号に同期して、インターフエース（被
試験装置と演算装置、サンプリング回路間の信号
の授受およびレベル変換などを行う）回路１３を
介して演算装置１５内のメモリに取り込む。
前記サンプリング回路１４で作られる第２のサン
プリング信号に同期して、インターフエース（被
試験装置と演算装置、サンプリング回路間の信号
の授受およびレベル変換などを行う）回路１３を
介して演算装置１５内のメモリに取り込む。
第３図は波形をサンプリングしている状況図で
あつて、取り込むデータの状況について示したも
のである。fs（ｔ）は誤差試験装置１７に直接入
力したアナログ信号波形（基準信号）であり、破
線で示すfx（ｔ）は被試験装置１０の出力データ
をプロツトした波形である。波形は１周波をＮ等
分（Ｎサンプル）し、１周期をＴとする（サンプ
ル間隔τ＝Ｔ／Ｎ）。またｉサンブル目のデータ
は各々、fs（iτ）、fx（iτ）で表現するものとする
と、これらの条件の下に演算装置１５内でフーリ
エ展開式を用いた演算を行えば、fs（ｔ）、fx（ｔ）
の振幅波形の差（fs（ｔ）を基準としたfx（ｔ）の
誤差）を求めることができる。
あつて、取り込むデータの状況について示したも
のである。fs（ｔ）は誤差試験装置１７に直接入
力したアナログ信号波形（基準信号）であり、破
線で示すfx（ｔ）は被試験装置１０の出力データ
をプロツトした波形である。波形は１周波をＮ等
分（Ｎサンプル）し、１周期をＴとする（サンプ
ル間隔τ＝Ｔ／Ｎ）。またｉサンブル目のデータ
は各々、fs（iτ）、fx（iτ）で表現するものとする
と、これらの条件の下に演算装置１５内でフーリ
エ展開式を用いた演算を行えば、fs（ｔ）、fx（ｔ）
の振幅波形の差（fs（ｔ）を基準としたfx（ｔ）の
誤差）を求めることができる。
フーリエ演算はつぎのように行う。
波形fs（ｔ）は下式のように、周期Ｔ（ω＝2π／
Ｔ）のフーリエ級数に展開される。
Ｔ）のフーリエ級数に展開される。
fs（ｔ）＝aso／２＋∞
〓
〓n=1
（ａ sn cos nωt＋ｂ sn・sin nωt）＝aso／２
＋∞ 〓n=1 csn sin（nωt＋sn） ……(1) 波形fx（ｔ）についても同様の式で求める。な
おｎは高調波の次数である。
＋∞ 〓n=1 csn sin（nωt＋sn） ……(1) 波形fx（ｔ）についても同様の式で求める。な
おｎは高調波の次数である。
(1)式のcos係数ａ snとsin係数ｂ snは台形公
式を用いれば、下式で表される。
式を用いれば、下式で表される。
ａ sn＝２／ＮN-1
〓i=1
fs（iτ）・cos2π／Ｎni ……(2)
ｂ sn＝２／ＮN-1
〓i=1
fs（iτ）・sin2π／Ｎni ……(3)
ここで、Ｎは前述のように１周波の等分割数で
あり、ｉサンプル目のデータがfs（iτ）であり、
このfs（iτ）のデータは前述のように演算装置１
５内のメモリに取り込まれているので、ａ snの
値を計算することができ、またｂ snについても
同様に計算することができる。それ故 ｃ sn＝√（ ）2＋（ ）2……(4
) ψsn＝tan-1ａ sn／ｂ sn ……(5) により振幅ｃ snおよび位相ψsnを求めることが
できる。波形fx（ｔ）についても同様にaxn、
bxn、cxn、ψsnを求めることができる。
あり、ｉサンプル目のデータがfs（iτ）であり、
このfs（iτ）のデータは前述のように演算装置１
５内のメモリに取り込まれているので、ａ snの
値を計算することができ、またｂ snについても
同様に計算することができる。それ故 ｃ sn＝√（ ）2＋（ ）2……(4
) ψsn＝tan-1ａ sn／ｂ sn ……(5) により振幅ｃ snおよび位相ψsnを求めることが
できる。波形fx（ｔ）についても同様にaxn、
bxn、cxn、ψsnを求めることができる。
そして以上求めた値から直流成分誤差εdc、ｎ
調波の振幅成分誤差εn、位相成分誤差ψnを下式
により求めることができる。
調波の振幅成分誤差εn、位相成分誤差ψnを下式
により求めることができる。
εdc＝（ａ xo／２−ａ so／２）／ａ so／２
……(6)
εn＝（ｃ xn−ｃ sn）／ｃ sn……(7)
ψn＝ψxn−ψsn ……(8)
上記のフーリエ展開式を主体とする演算は、予
め演算装置１５にセツトされたプログラムにより
進行させられる。
め演算装置１５にセツトされたプログラムにより
進行させられる。
なお、ａ xoは波波形fx（ｔ）の直流成分の
cos係数、cxnはaxn、bxxnにより(4)式と同様に
計算し、ψxnは(5)式と同様に計算した被試験装置
よりの入力に基づく値である。
cos係数、cxnはaxn、bxxnにより(4)式と同様に
計算し、ψxnは(5)式と同様に計算した被試験装置
よりの入力に基づく値である。
以上はｎ次調波に対する誤差を示しているが、
一般には基本波成分に対する誤差を対象とするこ
とが多く、その場合はｎ＝１とすればよい。
一般には基本波成分に対する誤差を対象とするこ
とが多く、その場合はｎ＝１とすればよい。
一方、本発明の比較試験装置ならびに被試験装
置のサンプリング信号は入力波形に同期をとつて
いる。すなわち、第３図に示すようにfs（ｔ）の
１周期の零クロス点の間をＮ等分するようにサン
プリング回路を構成している（１周期Ｔが変動し
ても追従してＮ等分する）。それ故、前記フーリ
エ計算を行うときの精度を高くとることができ
る。
置のサンプリング信号は入力波形に同期をとつて
いる。すなわち、第３図に示すようにfs（ｔ）の
１周期の零クロス点の間をＮ等分するようにサン
プリング回路を構成している（１周期Ｔが変動し
ても追従してＮ等分する）。それ故、前記フーリ
エ計算を行うときの精度を高くとることができ
る。
更に本比較試験装置の精度を被試験装置の精度
より高くする必要があることから、被試験装置の
デイジタル符号化分解能（例えば12ビツト）に対
し、本比較試験装置の分解能のビツト数を増す
（例えば14ビツト）方法も考えられるがこれでは
大容量のメモリを必要とする。しかし本発明では
比較試験装置の第１のサンプリング信号のサンプ
リング数を被試験装置のサンプリング数（つまり
比較試験装置の第２のサンプリング信号で、例え
ば12サンプリング）よりも数倍（例えば96サンプ
リング）になる様構成しているので、メモリを大
容量化することなく簡単に高精度のものを得るこ
とができる。すなわち、サンプリング数を大きく
することは、式(2)および(3)においてＮの値を大き
くすることであるから、基準信号のａ snおよび
ｂ snの値の演算精度が高くなり、式(4)ないし式
(8)のａ so、ｂ sn、ψ snの各値が高精度で演
算できるため、前述のような効果が得られる。
より高くする必要があることから、被試験装置の
デイジタル符号化分解能（例えば12ビツト）に対
し、本比較試験装置の分解能のビツト数を増す
（例えば14ビツト）方法も考えられるがこれでは
大容量のメモリを必要とする。しかし本発明では
比較試験装置の第１のサンプリング信号のサンプ
リング数を被試験装置のサンプリング数（つまり
比較試験装置の第２のサンプリング信号で、例え
ば12サンプリング）よりも数倍（例えば96サンプ
リング）になる様構成しているので、メモリを大
容量化することなく簡単に高精度のものを得るこ
とができる。すなわち、サンプリング数を大きく
することは、式(2)および(3)においてＮの値を大き
くすることであるから、基準信号のａ snおよび
ｂ snの値の演算精度が高くなり、式(4)ないし式
(8)のａ so、ｂ sn、ψ snの各値が高精度で演
算できるため、前述のような効果が得られる。
以上演算の内容について述べたが、演算結果は
表示器やプリンターなどの出力装置１６に出力さ
れる。
表示器やプリンターなどの出力装置１６に出力さ
れる。
また印加電源のアナログ信号としては電圧、電
流何れの信号でも差し支えなく、被試験装置の入
力が高電圧の場合も、本比較試験装置の入力部に
精度が既知の分圧器を設けることにより、本発明
の装置が適用できることはもちろんである。
流何れの信号でも差し支えなく、被試験装置の入
力が高電圧の場合も、本比較試験装置の入力部に
精度が既知の分圧器を設けることにより、本発明
の装置が適用できることはもちろんである。
更に被試験装置のデイジタル出力信号が並列、
直列何れの信号であつても適用可能である。
直列何れの信号であつても適用可能である。
（発明の効果）
本発明は以上説明した構成および演算を採用す
ることにより、被試験装置のデイジタル出力とし
ての誤差を忠実かつ精度高く測定することができ
る。
ることにより、被試験装置のデイジタル出力とし
ての誤差を忠実かつ精度高く測定することができ
る。
第１図は従来から使用されるアナログ−デイジ
タル変換装置の誤差試験装置の一例を示す。第２
図は本発明の誤差試験装置の一実施例を示す。第
３図は波形サンプリングの状況説明図である。 ８……印加電源、１０……デイジタル符号化装
置（被試験装置）、１２……アナログ−デイジタ
ル変換回路、１３……インターフエース回路、１
４……サンプリング回路、１５……メモリ付演算
装置、１６……出力装置、１７……デイジタル式
比較試験装置。
タル変換装置の誤差試験装置の一例を示す。第２
図は本発明の誤差試験装置の一実施例を示す。第
３図は波形サンプリングの状況説明図である。 ８……印加電源、１０……デイジタル符号化装
置（被試験装置）、１２……アナログ−デイジタ
ル変換回路、１３……インターフエース回路、１
４……サンプリング回路、１５……メモリ付演算
装置、１６……出力装置、１７……デイジタル式
比較試験装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力をアナログ信号とし、出力をデイジタル
信号とするデイジタル符号化装置の誤差試験に関
し、 前記アナログ信号に同期して第１および第２の
サンプリング信号を形成するとともに、前記第１
のサンプリング信号の信号数が、前記第２のサン
プリング信号の信号数に対し数倍のサンプリング
信号数であるサンプリング回路、 前記サンプリング回路から付与される第１のサ
ンプリング信号にしたがつて前記アナログ信号を
デイジタル変換するアナログ−デイジタル変換回
路、 前記サンプリング回路の第２のサンプリング信
号を受け、該サンプリング信号を被試験デイジタ
ル符号化装置に付与するとともに、前記第２のサ
ンプリング信号に同期した前記被試験デイジタル
符号化装置のデイジタル信号を受けるインターフ
エース回路、 一方からは前記アナログ−デイジタル変換回路
のデイジタル信号を、他方からは前記インターフ
エース回路を介しての前記被試験デイジタル符号
化装置のデイジタル信号をそれぞれ入力とし、こ
れらデイジタル信号をメモリするメモリ手段と、
このメモリ手段にメモリされた前記各デイジタル
信号にもとずいて、前記入力ごとに、前記アナロ
グ信号を直流成分と、交流の余弦成分と正弦成分
の和を高調波の各次数にわたり合成した成分との
和として算出する手段と、前記交流の任意の次数
の余弦成分の係数を前記アナログ信号の１周波分
のデイジタル信号を用いて算出する手段と、前記
余弦成分の係数を算出する手段と同様の手段で前
記交流の任意の次数の正弦成分の係数を算出する
手段と、前記余弦成分の係数の自乗と前記正弦成
分の係数の自乗との和の平方根を算出する手段
と、前記アナログ信号中の任意の次数の高調波の
位相角を前記余弦成分の係数と前記正弦成分の係
数との比のアークタンジエントとして算出する手
段とを構成し、前記インターフエース回路からの
デイジタル信号によつて得られる直流成分から前
記アナログ−デイジタル変換回路からのデイジタ
ル信号によつて得られる直流成分を減じ、かつこ
の差を該直流成分で除して、直流成分誤差を算出
する手段と、前記インターフエース回路からのデ
イジタル信号によつて得られる前記平方根を算出
する手段の算出結果と、前記アナログ−デイジタ
ル変換回路からのデイジタル信号によつて得られ
る前記平方根を算出する手段の算出結果とから、
前記直流成分誤差を算出する手段と同様の手段に
より前記アナログ信号中の任意の次数の高調波の
振幅誤差を算出する手段と、前記インターフエー
ス回路からのデイジタル信号によつて得られる前
記位相角を算出する手段の算出結果から前記アナ
ログ−デイジタル変換回路からのデイジタル信号
によつて得られる前記位相角を算出する手段の算
出結果を減じて位相角誤差を算出する手段とで構
成した演算装置、 前記演算装置の演算結果を数値データとして出
力する出力装置よりなることを特徴とする誤差試
験装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14469280A JPS5767327A (en) | 1980-10-15 | 1980-10-15 | Error testing device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14469280A JPS5767327A (en) | 1980-10-15 | 1980-10-15 | Error testing device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5767327A JPS5767327A (en) | 1982-04-23 |
| JPH0132692B2 true JPH0132692B2 (ja) | 1989-07-10 |
Family
ID=15368042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14469280A Granted JPS5767327A (en) | 1980-10-15 | 1980-10-15 | Error testing device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5767327A (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59187233U (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-12 | 関西電力株式会社 | 誤差試験装置 |
| US4641246A (en) * | 1983-10-20 | 1987-02-03 | Burr-Brown Corporation | Sampling waveform digitizer for dynamic testing of high speed data conversion components |
| JPS6162440U (ja) * | 1984-09-27 | 1986-04-26 | ||
| JPS63105527A (ja) * | 1986-10-22 | 1988-05-10 | Yokogawa Electric Corp | 並列比較型ａ／ｄ変換器試験装置 |
| JPS63131726A (ja) * | 1986-11-21 | 1988-06-03 | Yokogawa Electric Corp | Ａ／ｄ変換器試験装置 |
| JPS63135021A (ja) * | 1986-11-26 | 1988-06-07 | Yokogawa Electric Corp | Ａ／ｄ変換器試験装置 |
| US4858142A (en) * | 1987-08-05 | 1989-08-15 | Tektronix, Inc. | Digitizer effective resolution measurement system using sinewave parameter estimation |
| JPH05297061A (ja) * | 1991-03-04 | 1993-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路 |
| JP4649251B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2011-03-09 | 株式会社アドバンテスト | 試験装置 |
| JP4908315B2 (ja) * | 2006-07-13 | 2012-04-04 | 矢崎総業株式会社 | 取付構造 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5279058U (ja) * | 1975-12-11 | 1977-06-13 |
-
1980
- 1980-10-15 JP JP14469280A patent/JPS5767327A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5767327A (en) | 1982-04-23 |
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