JPH0366620B2 - - Google Patents
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- JPH0366620B2 JPH0366620B2 JP15069082A JP15069082A JPH0366620B2 JP H0366620 B2 JPH0366620 B2 JP H0366620B2 JP 15069082 A JP15069082 A JP 15069082A JP 15069082 A JP15069082 A JP 15069082A JP H0366620 B2 JPH0366620 B2 JP H0366620B2
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- JP
- Japan
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- input
- sampling
- phase difference
- polarity
- polarity change
- Prior art date
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 60
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は同一電源における２つの交流入力相互
の位相差を求めるデイジタル式の位相検出装置に
関する。
の位相差を求めるデイジタル式の位相検出装置に
関する。
一般に電力系統の制御装置では同一電源系統か
らの２つの交流入力の位相差を求めることが行わ
れている。例えば、同じ系統の電圧と電流の位相
差を求めて有効電力の算出に用いたり、同一系統
の各相間のペクトル図をCRT等に描く場合に、
各相間の位相差を正確に求めることが必要にな
る。
らの２つの交流入力の位相差を求めることが行わ
れている。例えば、同じ系統の電圧と電流の位相
差を求めて有効電力の算出に用いたり、同一系統
の各相間のペクトル図をCRT等に描く場合に、
各相間の位相差を正確に求めることが必要にな
る。
このような場合、従来は第１の交流入力の極性
変化から第２の交流入力の極性変化までの間にお
けるパルス発振器からのパルスを計数し、その計
数値により位相を求める位相カウンタ方式があ
る。しかし、この方式では位相の検出精度を上げ
るには高パルスのパルス発振器が必要であり、回
路が複雑化すると共に高価なものになる。
変化から第２の交流入力の極性変化までの間にお
けるパルス発振器からのパルスを計数し、その計
数値により位相を求める位相カウンタ方式があ
る。しかし、この方式では位相の検出精度を上げ
るには高パルスのパルス発振器が必要であり、回
路が複雑化すると共に高価なものになる。
本発明の目的は、同一の電源系統からの２つの
交流入力相互の位相差を四則演算処理にて、高速
かつ高精度に検出する位相検出装置を提供するこ
とにある。
交流入力相互の位相差を四則演算処理にて、高速
かつ高精度に検出する位相検出装置を提供するこ
とにある。
本発明による位相検出装置は、定格周波数0の
同一電源系統からの２つの交流入力A1，A2を所
定のサンプリング周波数sでサンプリングし、第
１の交流入力A1の180゜毎に極性変化する前後のサ
ンプリング値X0，X1およびXo，Xo+1と、電源の
定格周波数0およびサンプリング周波数sで決ま
る各サンプリング間の位相差θ0から所定の演算に
て、実際の電源周波数における各サンプリング間
の位相差θを求め、また前記第１の交流入力A1
が極性変化してから第２の交流入力が極性変化す
るまでのサンプリング数N0をカウントし、この
カウント開始点と第１の交流入力A1の極性変化
点との位相差αおよびカウント終了点と第２の交
流入力A2の極性変化点との位相差βを、前記位
相差θと前記サンプリング値X0，X1およびXo，
Xo+1との比例関係にて求め、前記位相差θ、そ
のサンプリング数N0、位相差α，βをそれぞれ
四則演算処理して第１の交流入力A1の極性変化
点から第２の交流入力の極性変化点までの位相差
を求めるものである。
同一電源系統からの２つの交流入力A1，A2を所
定のサンプリング周波数sでサンプリングし、第
１の交流入力A1の180゜毎に極性変化する前後のサ
ンプリング値X0，X1およびXo，Xo+1と、電源の
定格周波数0およびサンプリング周波数sで決ま
る各サンプリング間の位相差θ0から所定の演算に
て、実際の電源周波数における各サンプリング間
の位相差θを求め、また前記第１の交流入力A1
が極性変化してから第２の交流入力が極性変化す
るまでのサンプリング数N0をカウントし、この
カウント開始点と第１の交流入力A1の極性変化
点との位相差αおよびカウント終了点と第２の交
流入力A2の極性変化点との位相差βを、前記位
相差θと前記サンプリング値X0，X1およびXo，
Xo+1との比例関係にて求め、前記位相差θ、そ
のサンプリング数N0、位相差α，βをそれぞれ
四則演算処理して第１の交流入力A1の極性変化
点から第２の交流入力の極性変化点までの位相差
を求めるものである。
以下第１図から第４図に示す一実施例を参照し
て本発明を詳細に説明する。第１図は装置構成を
示しており、同一電源系統に対し、ここから２つ
の交流入力A1，A2を得るべく、２台の計器用変
成器３の一次側を接続する。計器用変成器３は上
設交流入力A1および交流入力A2をアナロぐ入力
装置４に入力可能な信号レベルに変換する。また
このアナログ入力装置４は、アナログ入力信号を
所定のサンプリング周波数にてデイジタル値に変
換する。５はマイクロプロセツサで、上記アナロ
グ入力装置４にてデイジタル変換されたサンプリ
ング値を入力し、これらを演算処理して入力A1
と入力A2との位相差γを求める。６はデイジタ
ル出力装置で、マイクロプロセツツサ５により求
められた位相差γを表示器７に出力する。表示器
７は位相差γを数値表示する。
て本発明を詳細に説明する。第１図は装置構成を
示しており、同一電源系統に対し、ここから２つ
の交流入力A1，A2を得るべく、２台の計器用変
成器３の一次側を接続する。計器用変成器３は上
設交流入力A1および交流入力A2をアナロぐ入力
装置４に入力可能な信号レベルに変換する。また
このアナログ入力装置４は、アナログ入力信号を
所定のサンプリング周波数にてデイジタル値に変
換する。５はマイクロプロセツサで、上記アナロ
グ入力装置４にてデイジタル変換されたサンプリ
ング値を入力し、これらを演算処理して入力A1
と入力A2との位相差γを求める。６はデイジタ
ル出力装置で、マイクロプロセツツサ５により求
められた位相差γを表示器７に出力する。表示器
７は位相差γを数値表示する。
第２図は入力１と入力２とのサンプリング例を
示す。図において、入力A1が負から正へ極性変
化したときの負のサンプリング値をX0、正のサ
ンプリング値をX1とする。また、そのときの入
力A1の零点から正のサンプリング値X1までの位
相をαとする。この入力A1が再び正から負へ極
正変化するときの正のサンプリング値をXo、負
のサンプリング値をXo+1とする。入力A1が負か
ら正に極性変化し、かつ、正から負に極性変化す
る間に、入力A2が極性変化したとき、その負の
サンプリング値をX20、正のサンプリング値を
X21とする。この入力A2における零点から正のサ
ンプリング値X21までの位相をβとする。また前
記サンプリング値X1からサンプリング値Xoまで
のサンプリング数をｎ、入力A1のサンプリング
値X1から入力A2のサンプリング値X21までのサン
プリング数をN0とする。
示す。図において、入力A1が負から正へ極性変
化したときの負のサンプリング値をX0、正のサ
ンプリング値をX1とする。また、そのときの入
力A1の零点から正のサンプリング値X1までの位
相をαとする。この入力A1が再び正から負へ極
正変化するときの正のサンプリング値をXo、負
のサンプリング値をXo+1とする。入力A1が負か
ら正に極性変化し、かつ、正から負に極性変化す
る間に、入力A2が極性変化したとき、その負の
サンプリング値をX20、正のサンプリング値を
X21とする。この入力A2における零点から正のサ
ンプリング値X21までの位相をβとする。また前
記サンプリング値X1からサンプリング値Xoまで
のサンプリング数をｎ、入力A1のサンプリング
値X1から入力A2のサンプリング値X21までのサン
プリング数をN0とする。
第３図、第４図はマイクロプロセツサによる演
算処理フローチヤートを示す。第３図において、
入力A1と入力A2は所定のサンプリング周波数s
にてサンプリングされ、１周期に渡るサンプリン
グ値が読み込まれる。それらのサンプリング値の
うち負から正に極正変化する前後の２つのサンプ
リング値X0，X1を検出する。なお、正から負に
極正変化する２つのサンプリング値を用いても、
第３図の負から正確に極性変化する場合のフロー
チヤートと同様のフローチヤートにて位相検出で
きるが、ここでは、負から正へ極性変化する場合
について説明する。入力A1が極性変化した後、
入力A2が負から正、又は正から負へ極性変化す
る前後の２つのサンプリング値X20，X21を検出
する。ここでの負のサンプリング値をX20、正の
サンプリング値をX21とする。このとき、入力A1
が極性変化した後、入力２が極性変化するまで、
すなわちX1からXB21までのサンプリング数N0を
計数する。次に入力A1が再び正から負へ極性変
化する前後の２つのサンプリング値Xo，Xo+1を
検出する。このとき、サンプリング値X1からサ
ンプリング値Xoまでの同一極性にあるサンプリ
ング数ｎを計数する。
算処理フローチヤートを示す。第３図において、
入力A1と入力A2は所定のサンプリング周波数s
にてサンプリングされ、１周期に渡るサンプリン
グ値が読み込まれる。それらのサンプリング値の
うち負から正に極正変化する前後の２つのサンプ
リング値X0，X1を検出する。なお、正から負に
極正変化する２つのサンプリング値を用いても、
第３図の負から正確に極性変化する場合のフロー
チヤートと同様のフローチヤートにて位相検出で
きるが、ここでは、負から正へ極性変化する場合
について説明する。入力A1が極性変化した後、
入力A2が負から正、又は正から負へ極性変化す
る前後の２つのサンプリング値X20，X21を検出
する。ここでの負のサンプリング値をX20、正の
サンプリング値をX21とする。このとき、入力A1
が極性変化した後、入力２が極性変化するまで、
すなわちX1からXB21までのサンプリング数N0を
計数する。次に入力A1が再び正から負へ極性変
化する前後の２つのサンプリング値Xo，Xo+1を
検出する。このとき、サンプリング値X1からサ
ンプリング値Xoまでの同一極性にあるサンプリ
ング数ｎを計数する。
次に、第４図のフローチヤートに従つて、各サ
ンプリング間の位相差θと、第２図で示す位相差
αおよびβを算出する。すなわち、先ず、電源の
定格周波数0とサンプリング周波数sとにより決
まる各サンプリング間の基準となる位相差θ0と次
式にて求める。
ンプリング間の位相差θと、第２図で示す位相差
αおよびβを算出する。すなわち、先ず、電源の
定格周波数0とサンプリング周波数sとにより決
まる各サンプリング間の基準となる位相差θ0と次
式にて求める。
θ0＝0／s×360゜
このθ0を次式のθ1に代入し、実際の電源周波数
における各サンプリング間の位相差θを次式にて
求める。
における各サンプリング間の位相差θを次式にて
求める。
θ＝180−θ1×（｜X1｜／｜X0｜＋｜
X1｜＋｜X0｜／｜Xn｜＋｜Xn+1｜）／ｎ−１ 次に、上式にて求められたθを同式のθ1に代入
し、｜θ−θ1｜が設定値δ内に納まるまで繰返し
位相差θを計算する。
X1｜＋｜X0｜／｜Xn｜＋｜Xn+1｜）／ｎ−１ 次に、上式にて求められたθを同式のθ1に代入
し、｜θ−θ1｜が設定値δ内に納まるまで繰返し
位相差θを計算する。
また位相差αは前記サンプリング数N0の計数
開始点と第１の入力A1の極性変化点との位相差
であり、同じくβは同サンプリング数N0の計数
終了点と第１の入力A2の極性変化点との位相差
である。これら位相差α，β前記位相差θと、サ
ンプリング値X0，X1およびX20，X21との比例関
係により次式にて算出する。
開始点と第１の入力A1の極性変化点との位相差
であり、同じくβは同サンプリング数N0の計数
終了点と第１の入力A2の極性変化点との位相差
である。これら位相差α，β前記位相差θと、サ
ンプリング値X0，X1およびX20，X21との比例関
係により次式にて算出する。
α＝θ×｜X1｜／｜X0｜＋｜X1｜ β
＝θ×｜X21｜／｜X20｜＋｜X21｜ 次に、第３図に戻つて、これら位相差θ，α，
βおよび前記サンプリング数N0を用いて第１の
入力A1と第２の入力A2との位相差γを求める。
ここで、位相差γは、入力A2の極性変化は負か
ら正のとき、すなわちサンプリング数N0の計数
開始となる入力A1の極性変化と同じ方向の場合
はγ＝α＋N0×θ−βにて算出する。その反対
に入力A2の極性変化が正から負のときはγ＝α
＋N0×θ＋β−180゜にて算出する。すなわち入
力A2が正から負に変化する場合、正のサンプリ
ング値X21は第２図における極性変化点の図示左
側に位置する。またサンプリング数N0は極性変
実点における正のサンプリング値X21まで計数さ
れて終了するので、γは前述のようにγ＝α×
N0×θ＋β−180゜にて算出することになる。
＝θ×｜X21｜／｜X20｜＋｜X21｜ 次に、第３図に戻つて、これら位相差θ，α，
βおよび前記サンプリング数N0を用いて第１の
入力A1と第２の入力A2との位相差γを求める。
ここで、位相差γは、入力A2の極性変化は負か
ら正のとき、すなわちサンプリング数N0の計数
開始となる入力A1の極性変化と同じ方向の場合
はγ＝α＋N0×θ−βにて算出する。その反対
に入力A2の極性変化が正から負のときはγ＝α
＋N0×θ＋β−180゜にて算出する。すなわち入
力A2が正から負に変化する場合、正のサンプリ
ング値X21は第２図における極性変化点の図示左
側に位置する。またサンプリング数N0は極性変
実点における正のサンプリング値X21まで計数さ
れて終了するので、γは前述のようにγ＝α×
N0×θ＋β−180゜にて算出することになる。
以上のように本発明によれば、同一電源からの
２つの交流入力を比較的低いサンプリング周波数
にてサンプリングし、そのサンプリング値を四則
演算処理することで、これら２つの交流入力の位
相差を高速かつ高精度に検出することができ、ま
たサンプリング周波数も比較的低くてよいため比
較的安価に構成できる。
２つの交流入力を比較的低いサンプリング周波数
にてサンプリングし、そのサンプリング値を四則
演算処理することで、これら２つの交流入力の位
相差を高速かつ高精度に検出することができ、ま
たサンプリング周波数も比較的低くてよいため比
較的安価に構成できる。
第１図は本発明による位相検出装置の一実施例
を示す概略構成図、第２図は本発明における２つ
の交流入力のサンプリング例を示す図、第３図、
第４図は本発明装置による演算処理過程を示すフ
ローチヤートである。 A1，A2……交流入力、３……計器用変成器、
４……アナログ入力装置、５……マイクロプロセ
ツサ、６……デイジタル出力装置、７……表示
器。
を示す概略構成図、第２図は本発明における２つ
の交流入力のサンプリング例を示す図、第３図、
第４図は本発明装置による演算処理過程を示すフ
ローチヤートである。 A1，A2……交流入力、３……計器用変成器、
４……アナログ入力装置、５……マイクロプロセ
ツサ、６……デイジタル出力装置、７……表示
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 定格周波数0の同一電源系統から２つの交流
入力A1，A2を所定のサンプリング周波数sでサ
ンプリングする手段と、第１の交流入力A1が極
性変化する前後の２つのサンプリング値X0，X1
を求めかつ180゜後に再び極性変化する前後の２つ
のサンプリング値Xo，Xo+1を求める手段と、同
一極性の前記サンプリング値X1からX2までのサ
ンプリング数ｎを計数する手段と、第１の交流入
力A1が極性変化後に第２の交流入力A2が極性変
化する前後の２つのサンプリング値X20，X21を
求める手段と、前記第１の交流入力A1の極性変
化してから第２の交流入力A2が極性変化するま
でのサンプリング数N0を係数する手段と、定格
周波数0とサンプリング周波数sから決まるサン
プリング間の基準となる位相差 θ0を式θ＝180−θ1×（｜X1｜／｜X0｜＋｜X
1｜＋｜Xn｜／｜Xn｜＋｜Xn+1｜）／ｎ−１ のθ1に代入して演算を実行しかつ｜θ−θ1｜が設
定値δに対し｜θ−θ1｜≦δとなるまでθをθ1に
代入して位相差θを求める手段と、前記サンプリ
ング数N0の係数開始点と第１の交流入力A1の極
性変化点までの位相差αおよび同サンプリング数
N0の係数終了点と第２の交流入力A2の極性変化
点までの位相差βを前記位相差θと各極性変化点
前後のサンプリング値｜X0｜，｜X1｜および｜
X20｜，｜X21｜との比例関係にてそれぞれ求める
手段と、前記位相差θにサンプリング数N0を乗
算し、これに上記位相差αおよびβを加算または
減算して第１の交流入力A1の極性変化点から第
２の交流入力A2の極性変化点までの位相差γを
求める手段とを備えた位相検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15069082A JPS5942460A (ja) | 1982-09-01 | 1982-09-01 | 位相検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15069082A JPS5942460A (ja) | 1982-09-01 | 1982-09-01 | 位相検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5942460A JPS5942460A (ja) | 1984-03-09 |
| JPH0366620B2 true JPH0366620B2 (ja) | 1991-10-18 |
Family
ID=15502322
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15069082A Granted JPS5942460A (ja) | 1982-09-01 | 1982-09-01 | 位相検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5942460A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6466566A (en) * | 1987-09-07 | 1989-03-13 | Hioki Electric Works | Phase difference measurement |
| DE10361664B4 (de) | 2003-12-30 | 2009-08-13 | Austriamicrosystems Ag | Energiezähleranordnung |
| DE102004010707B4 (de) | 2004-03-04 | 2013-08-22 | Austriamicrosystems Ag | Energiezähleranordnung und Verfahren zum Kalibrieren |
-
1982
- 1982-09-01 JP JP15069082A patent/JPS5942460A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5942460A (ja) | 1984-03-09 |
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