JPH04297168A - キャリア再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はオフセットＱＰＳＫ信号
（以下、Ｏ−ＱＰＳＫと略記する）を復調する受信側に
おけるキャリア再生装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】Ｏ−ＱＰＳＫの送信側では受信側におけ
るキャリア再生とクロック再生との便宜を考慮して、送
信開始時にデータ送信を行う前にプリアンブル信号の送
信を行う。図３は送信フォーマットの一例を示す図で、
図において、３０はプリアンブル部、３１はキャリア再
生信号、３２はクロック再生信号、３３はデータ部であ
る。

【０００３】図１は本発明の一実施例を示すブロック図
であるが、図１でキャリア再生部１０に従来の回路を用
いれば従来の装置となるので、図１により従来の装置を
説明する。図において、１はＯ−ＱＰＳＫ信号入力端子
、２は被制御発振回路で、たとえばＶＣＯ（電圧制御発
振器）であり、出力周波数や出力位相が制御される。 ３は９０°移相回路である。また、４，５はそれぞれ位
相検波回路、６，７はそれぞれ信号帯域外雑音や符号間
干渉を減衰させるためのローパスフィルタ（以下ＬＰＦ
と略記する）、８は同相信号、９は直交信号、１０はキ
ャリア再生部、１１は誤差信号、１２はクロック再生部
、１３は復調データ出力端子である。

【０００４】従来の装置では、一般に図３に示すキャリ
ア再生信号３１を最初に利用してキャリアの再生を行っ
ている。キャリア再生信号３１を図３に示すようなビッ
トパターンにすれば、同相成分Ｒも直交成分Ｉも共に常
に論理「１」であり、したがって送信電波は常に、（＋
１）ｓｉｎωｔ＋（＋１）ｃｏｓωｔ＝√２・ｓｉｎ（
ωｔ＋４５°）・・・（１）で表される位相となり、信
号空間では図４のＰ０　に示す通りとなるので、同相信
号８と直交信号９とをキャリア再生部１０に入力し、両
信号が正で同一大になるように、被制御発振回路２を制
御すればよい。クロック再生信号が例えば図３に示すビ
ットパターンである場合、その信号空間では図５のＰ１
　，Ｐ２　を繰り返すので、この繰り返し周期からクロ
ック信号を再生することは容易である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】解決しようとする問題
点は、従来のキャリア再生装置では、図３のキャリア再
生信号３１が終了してクロック再生信号３２の送出が開
始される時点において被制御発振回路２の位相同期が確
立しない場合に発生する。このような場合においてもク
ロック再生信号３２を利用して確実にキャリア再生を行
わねばならないという問題がある。また、キャリア再生
信号３１にはクロック情報は何ら含まれていないので、
これを利用してクロック再生をすることはできないが、
クロック再生信号３２はクロック再生に利用できるばか
りでなく、キャリア再生にも利用できるので、プリアン
ブル部３０では、始めからクロック再生信号３２を送出
して、なるべく早くキャリア再生とクロック再生とを実
現することも考えられるが、従来の装置では最初からク
ロック再生信号３２を利用し高速にキャリア再生を行う
装置は存在しなかった。本発明はかかる課題を解決する
ためになされたもので、クロック再生信号を利用して高
速かつ確実なキャリア再生を行う、キャリア再生装置を
提供することを目的としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明に係わるキャリア
再生装置は、同相信号８と直交信号９（図１参照）が構
成する信号平面上の反復信号パターンの重心点について
、送信パターンの重心点からの位相偏差を補正信号とし
て被制御発振回路を制御することによって、高速に位相
同期を達成させることを最も主要な特徴としている。

【０００７】

【実施例】図１は本発明の一実施例を示すブロック図で
あって、その各部については既に従来の装置で説明した
所であるが、キャリア再生部１０は図３に示すプリアン
ブル部３０のキャリア再生信号３１によりキャリア再生
を行う従来の回路をも備えており、図２に示す回路が従
来の回路に付加された構成となっている。すなわち、図
２は従来のキャリア再生部１０に付加すべき本発明の回
路を示すブロック図である。

【０００８】図２において図１と同一符号は同一又は相
当部分を示し、１０１，１０２はそれぞれ１シンボル時
間Ｔの遅延回路、１０３は同相信号用加算器、１０４は
直交信号用加算器、１０５，１０６はそれぞれ増幅器、
１０７，１０８はそれぞれ入力信号の正負を判定する判
定回路、１１２は加算器である。１０９，１１０はゲー
ト、１１１はインバータであり、正出力になった場合に
選択スイッチ１１３のそれぞれの入力を有効とするもの
である。１１４は二次形ローパスフィルタであり、平均
化した出力で被制御発振回路２の周波数や位相を制御す
る。

【０００９】クロック再生信号３２の例においては、Ｒ
＝「０」，Ｉ＝「０」は信号平面上で図５のＰ１　で表
され、Ｒ＝「０」，Ｉ＝「１」は図５のＰ２　で表され
る。 すなわち、クロック再生信号３２はＴ時間ごとにＰ１　
からＰ２　へ９０°回転し次はＰ２　からＰ１　へ逆に
９０°回転していると見ることができる。

【００１０】また、Ｒ＝「０」，Ｉ＝「０」は、（−１
）ｓｉｎωｔ＋（−１）ｃｏｓωｔ＝−√２ｓｉｎ（ω
ｔ＋４５°）・・・（２）となり、Ｒ＝「０」，Ｉ＝「
１」は、 （−１）ｓｉｎωｔ＋（＋１）ｃｏｓωｔ＝−√２ｓｉ
ｎ（ωｔ−４５°）・・・（３）となり、それぞれ、図
６の２２５°の点と１３５°の点によって表される。キ
ャリアの位相同期がとれていて、位相検波回路４に入力
する再生キャリアの位相が図６の（Ｒ０　）であり、位
相検波回路５に入力する再生キャリアの直交位相が図６
の（Ｉ０　）であれば、信号８，９の位置は図５に示す
通りになる。逆に信号８，９の位置が図５に示すとおり
になれば、キャリアの位相同期がとれたことを意味する
。

【００１１】次に受信側の振幅を１に正規化した再生キ
ャリアの位相が４５°遅れている場合について考える。 この場合、同相キャリアは図６に（Ｒ１　）で示す位相
、直交キャリアは図６に（Ｉ１　）で示す位相になる。 Ｒ＝「０」，Ｉ＝「０」の信号を（Ｒ１　）で検波する
と出力０、（Ｉ１　）で検波すると出力（−√２）とな
り、Ｒ＝「０」，Ｉ＝「１」の信号を（Ｒ１　）で検波
すると出力（−√２）、（Ｉ１　）で検波すると出力０
となり、受信側の再生キャリアによる座標軸を改めてＲ
，Ｉとすると、信号８，９の位置は図６のＰ３　，Ｐ４
　で示す通りになる。但し、送信側に挿入されるフィル
タ（図示せず）と受信側フィルタ６，７の影響で信号８
，９の変化はなだらかになり、たとえば図６の（Ｒ１　
）で検波した信号は図６の下方に示すように０からＰ４
　まで変化し、（Ｉ１　）で検波した信号はＰ３　から
０まで変化する。このように変化する信号の重心点位置
を求めるためには、原信号に１シンボル時間Ｔ遅延させ
た信号を加えて平均化すればよい。図２の遅延回路１０
１，１０２、加算器１０３，１０４および増幅器１０５
，１０６は上述の信号重心点Ｘｍを求める回路である。

【００１２】また、図７は受信側のキャリア位相が１８
０°遅れている場合を示し、Ｒ＝「０」，Ｉ＝「０」を
（Ｒ２　）で検波すると（＋１）、（Ｉ２　）で検波す
ると（＋１）となり、Ｒ＝「０」，Ｉ＝「１」を（Ｒ２
　）で検波すると（＋１）、（Ｉ２）で検波すると（−
１）となり、受信側座標軸を改めてＲ，Ｉとすると、図
７のＰ５　，Ｐ６　で表され、Ｒの重心値は（＋１）、
Ｉの重心値は０であることがわかる。

【００１３】以上のようにして信号平面上の信号位置が
第２象限か第３象限にある場合には、その重心点が図５
に示すようなＸｍとなるように被制御発振回路２をフィ
ードバック制御し、信号位置が第１象限か第４象限にあ
るときは被制御発振回路２の出力位相を１３５°進める
か遅らせるかして、信号位置を急速に第２〜３象限に入
れればよい。

【００１４】すなわち、判定回路１０７，１０８の出力
が共に論理「１」で第１象限にあることを示す場合には
、ゲート１０９からの出力によって被制御発振回路２の
出力位相を＋１３５°回転し、１０７の出力が論理「１
」、１０８の出力が論理「０」で第４象限にあることを
示す場合には、ゲート１１０の出力によって被制御発振
回路２の出力位相を−１３５°回転するような制御をす
る。信号位置が第２〜３象限内に来たときは、乗算器１
１２の出力でフィードバック制御する。

【００１５】以上のように本発明によりクロック再生信
号を利用して高速かつ確実にキャリア再生を行う事がで
きる。なお、以上の説明ではクロック再生信号のビット
パターンが図３に示すものであることを仮定したが、信
号平面上の任意の領域を、任意のシンボル周期で往復す
るビットパターンの信号に対しても本発明を適用できる
ことは明らかである。また、構成回路は連続型として示
したが、シンボル間隔以下の周期でサンプルして、反復
周期の整数倍単位の重心点について同様に処理する離散
型回路としても同等の効果を実現できる。

【００１６】

【発明の効果】以上説明したように本発明のキャリア再
生装置は、クロック再生信号を利用して高速で確実なキ
ャリア再生が行えるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】従来のキャリア再生部に付加されるべき本発明
の回路を示すブロック図である。

【図３】Ｏ−ＱＰＳＫ信号の送信フォーマットの一例を
示す図である。

【図４】信号平面上の信号位置の一例を示す図である。

【図５】信号平面上の信号位置の他の一例を示す図であ
る。

【図６】キャリアの位相差が４５°の場合の検波信号を
示す図である。

【図７】キャリアの位相差が１８０°の場合の検波信号
を示す図である。

【符号の説明】

１　　オフセットＱＰＳＫ信号入力端子２　　被制御発
振回路 ３　　９０°移相回路 ４　　位相検波回路 ５　　位相検波回路 ８　　同相信号 ９　　直交信号 １０１　　遅延回路 １０２　　遅延回路 １０３　　同相信号用加算器 １０４　　直交信号用加算器 １０７　　極性判定回路 １０８　　極性判定回路 １１３　　選択スイッチ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　オフセットＱＰＳＫ通信でバースト信
   号のプリアンブル部で送出される信号中にクロック再生
   信号を含み、該クロック再生信号では同相信号と直交位
   相信号によって形成される信号空間上での信号軌跡が一
   方向に一定角度回転した後に逆方向に上記一定角度回転
   するという遷移の繰り返しとなる符号パターンが送信さ
   れる場合の受信側におけるキャリア再生装置において、
   出力周波数と位相とを外部から制御可能な被制御発振回
   路、この被制御発振回路の出力位相により上記クロック
   再生信号の受信入力を位相検波する同相検波回路、上記
   被制御発振回路の出力を９０°移相した出力により上記
   クロック再生信号の受信入力を位相検波する直交位相検
   波回路と、上記同相検波回路の出力から高調波を除去し
   た信号についてその数シンボル時間間隔隔たった複数信
   号の平均値を出力する同相信号用加算器と、上記直交検
   波回路の出力から高調波を除去した信号についてその数
   シンボル時間間隔隔たった複数信号の平均値を出力する
   直交信号用加算器とを持ち、信号平面上で反復する信号
   軌跡の重心値を上記加算器出力部に得て、送信パターン
   の重心点からの位相偏差を計算する誤差検出器を備え、
   この誤差検出器からの誤差検出信号を上記被制御発振回
   路にフィードバック制御することを特徴とするキャリア
   再生装置。