JPH04291524A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH04291524A JPH04291524A JP3056592A JP5659291A JPH04291524A JP H04291524 A JPH04291524 A JP H04291524A JP 3056592 A JP3056592 A JP 3056592A JP 5659291 A JP5659291 A JP 5659291A JP H04291524 A JPH04291524 A JP H04291524A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
- H04B17/318—Received signal strength
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0802—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection
- H04B7/0817—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection with multiple receivers and antenna path selection
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【産業上の利用分野】本発明は角度変調方式等の変調信
号を利用して通信を行うための受信装置に関する。
号を利用して通信を行うための受信装置に関する。
【従来技術】従来、この種の受信装置としては、特開平
０１−１２２２１６号公報に記載された例を挙げること
ができる。図１１はこのような無線通信に利用する受信
装置の構成のブロック図を示している。図１１において
、１はアンテナ、１１は受信信号を増幅する高周波増幅
回路、１２は中間周波数に変換する周波数変換回路、１
３は中間周波増幅回路、１４は中間周波信号から復調信
号を得る復調回路、１６は前記中間周波増幅回路１３内
における従属接続された複数の増幅器の出力信号が供給
され、個々の出力信号の振幅値を検出して合成した受信
信号の振幅値の電圧を出力する振幅検出回路である。 なお、中間周波増幅回路１３、復調回路１４、振幅検出
回路１６は集積回路（ＩＣ）で容易に構成できる。また
、１７はコンデンサ、１８はバンドパスフィルタ、１９
は振幅検出回路であり、他の振幅検出回路１６とともに
、受信信号の振幅値の変化を電圧として検出する。また
、４は比較回路であり、振幅検出回路１９の出力信号と
、電圧源５で設定した閾値とを比較し、受信状態がよけ
れば可変伝達回路１５を伝達するように制御して復調回
路１４の出力信号を出力端子３に送出する。次に、上記
構成の動作について説明する。振幅検出回路１６は、中
間周波増幅回路１３で帯域幅を制限した受信信号の振幅
値の電圧を出力する。この際、希望波の強度が、同時に
受信する雑音や高周波増幅回路１１、周波数変換回路１
２の内部雑音よりも十分に大きければ、これらの雑音を
加えても希望波自身には、その振幅に所定の変調が施さ
れていないため希望波信号／雑音信号比が大きく、かつ
振幅変化が少なくなり、振幅検出回路１９からの受信信
号の振幅値を検出した電圧は低くなる。しかし希望波の
強度が小さいと、同時に受信される雑音、および内部雑
音が重畳して、希望波信号／雑音信号比が小さく、振幅
変化が大きくなり、受信信号での振幅値の変化量を検出
した出力電圧が大きくなり、この場合、比較回路４によ
り、予め設定された受信状態の閾値を越えたときに、比
較回路４によって、復調回路１４から得られる復調出力
を出力端子３に送出しないように可変伝達回路１５を制
御する。一方、アンテナ１で雑音が多く受信される場合
は、希望波の強度が大きくても、希望波信号／雑音信号
比が小さく、かつ復調回路１４から得られる復調出力に
おける希望波信号／雑音信号比も小さくて受信状態が悪
くなり、受信信号での振幅値の変化量を検出した振幅検
出回路１９からの出力電圧が高くなる。この場合にも、
比較回路４においては、予め設定された受信状態の閾値
に対応して出力端子３への復調回路１４の復調出力の伝
送を制御する。上記のように、希望波信号／雑音信号比
の計測は、希望波の振幅に変調が施されていないことを
利用して行なうものである。この他にも、電波伝搬路の
多重反射（マルチパス）、フェーディング、隣接チャン
ネルからの干渉による振幅変化（混変調）があり、この
振幅変化は周波数スペクトルにおける低域と高域に分か
れる。また、この影響は中域（中間周波数帯域）で少な
いためバンドパスフィルタ１８で、この中域を抽出して
いる。このように、上記従来例の受信装置でも、雑音電
波が多い場合にも受信状態を正しく計測して判定でき、
受信状態の良好な復調信号が得られる。
０１−１２２２１６号公報に記載された例を挙げること
ができる。図１１はこのような無線通信に利用する受信
装置の構成のブロック図を示している。図１１において
、１はアンテナ、１１は受信信号を増幅する高周波増幅
回路、１２は中間周波数に変換する周波数変換回路、１
３は中間周波増幅回路、１４は中間周波信号から復調信
号を得る復調回路、１６は前記中間周波増幅回路１３内
における従属接続された複数の増幅器の出力信号が供給
され、個々の出力信号の振幅値を検出して合成した受信
信号の振幅値の電圧を出力する振幅検出回路である。 なお、中間周波増幅回路１３、復調回路１４、振幅検出
回路１６は集積回路（ＩＣ）で容易に構成できる。また
、１７はコンデンサ、１８はバンドパスフィルタ、１９
は振幅検出回路であり、他の振幅検出回路１６とともに
、受信信号の振幅値の変化を電圧として検出する。また
、４は比較回路であり、振幅検出回路１９の出力信号と
、電圧源５で設定した閾値とを比較し、受信状態がよけ
れば可変伝達回路１５を伝達するように制御して復調回
路１４の出力信号を出力端子３に送出する。次に、上記
構成の動作について説明する。振幅検出回路１６は、中
間周波増幅回路１３で帯域幅を制限した受信信号の振幅
値の電圧を出力する。この際、希望波の強度が、同時に
受信する雑音や高周波増幅回路１１、周波数変換回路１
２の内部雑音よりも十分に大きければ、これらの雑音を
加えても希望波自身には、その振幅に所定の変調が施さ
れていないため希望波信号／雑音信号比が大きく、かつ
振幅変化が少なくなり、振幅検出回路１９からの受信信
号の振幅値を検出した電圧は低くなる。しかし希望波の
強度が小さいと、同時に受信される雑音、および内部雑
音が重畳して、希望波信号／雑音信号比が小さく、振幅
変化が大きくなり、受信信号での振幅値の変化量を検出
した出力電圧が大きくなり、この場合、比較回路４によ
り、予め設定された受信状態の閾値を越えたときに、比
較回路４によって、復調回路１４から得られる復調出力
を出力端子３に送出しないように可変伝達回路１５を制
御する。一方、アンテナ１で雑音が多く受信される場合
は、希望波の強度が大きくても、希望波信号／雑音信号
比が小さく、かつ復調回路１４から得られる復調出力に
おける希望波信号／雑音信号比も小さくて受信状態が悪
くなり、受信信号での振幅値の変化量を検出した振幅検
出回路１９からの出力電圧が高くなる。この場合にも、
比較回路４においては、予め設定された受信状態の閾値
に対応して出力端子３への復調回路１４の復調出力の伝
送を制御する。上記のように、希望波信号／雑音信号比
の計測は、希望波の振幅に変調が施されていないことを
利用して行なうものである。この他にも、電波伝搬路の
多重反射（マルチパス）、フェーディング、隣接チャン
ネルからの干渉による振幅変化（混変調）があり、この
振幅変化は周波数スペクトルにおける低域と高域に分か
れる。また、この影響は中域（中間周波数帯域）で少な
いためバンドパスフィルタ１８で、この中域を抽出して
いる。このように、上記従来例の受信装置でも、雑音電
波が多い場合にも受信状態を正しく計測して判定でき、
受信状態の良好な復調信号が得られる。
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例の受信装置では、限られた周波数範囲で多くのチャ
ンネルを割り当てる必要があり、このため中間周波増幅
回路を狭帯域幅にした場合、希望波に所定の角度変調信
号の信号成分が、受信信号の振幅値の変化量を検出する
場合に重畳してしまい受信状態が正確に計測できない。 図１２は図１１に示す受信装置の各信号の時間と周波数
の関係を示している。図１２（ａ）は、希望波の受信信
号の周波数と時間との関係を示し、図１２（ｂ）は、中
間周波増幅１３の利得と角度変調信号の周波数との関係
を示している。さらに、図１２（ｅ）は振幅検出回路１
６の出力信号と時間との関係を示している。図１２（ａ
）の希望波の受信信号については、アンテナ１、高周波
増幅回路１１、周波数変換回路１２の各帯域が広いため
に、その利得が周波数に依存せず振幅に変調が加えられ
ない。ところが図１２（ｂ）に示すように狭帯域の中間
周波増幅回路１３の出力信号には、角度変調信号の成分
の振幅変調が加えられるために、図１２（ｅ）に示すよ
うに、同じものが振幅検出回路１６から出力し、この成
分は図１２（ｂ）における中間周波増幅回路１３が広帯
域の場合は小さくて問題にならないが狭帯域の場合には
問題となる。本発明は上記従来の課題に鑑みてなされ、
中間周波増幅回路が狭帯域の場合にも、受信状態を正し
く計測して、その判定ができる優れた受信装置を提供す
ることを目的とするものである。
来例の受信装置では、限られた周波数範囲で多くのチャ
ンネルを割り当てる必要があり、このため中間周波増幅
回路を狭帯域幅にした場合、希望波に所定の角度変調信
号の信号成分が、受信信号の振幅値の変化量を検出する
場合に重畳してしまい受信状態が正確に計測できない。 図１２は図１１に示す受信装置の各信号の時間と周波数
の関係を示している。図１２（ａ）は、希望波の受信信
号の周波数と時間との関係を示し、図１２（ｂ）は、中
間周波増幅１３の利得と角度変調信号の周波数との関係
を示している。さらに、図１２（ｅ）は振幅検出回路１
６の出力信号と時間との関係を示している。図１２（ａ
）の希望波の受信信号については、アンテナ１、高周波
増幅回路１１、周波数変換回路１２の各帯域が広いため
に、その利得が周波数に依存せず振幅に変調が加えられ
ない。ところが図１２（ｂ）に示すように狭帯域の中間
周波増幅回路１３の出力信号には、角度変調信号の成分
の振幅変調が加えられるために、図１２（ｅ）に示すよ
うに、同じものが振幅検出回路１６から出力し、この成
分は図１２（ｂ）における中間周波増幅回路１３が広帯
域の場合は小さくて問題にならないが狭帯域の場合には
問題となる。本発明は上記従来の課題に鑑みてなされ、
中間周波増幅回路が狭帯域の場合にも、受信状態を正し
く計測して、その判定ができる優れた受信装置を提供す
ることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】本発明に係る受信装置は
、上記目的を達成するために、第１に、復調信号が入力
される関数発生手段と、関数発生手段の出力信号から利
得を制御するための受信信号の振幅値を検出する第１の
検出手段と、第１の検出手段からの出力信号から変化値
を検出する第２の検出手段と、第２の検出手段の出力信
号が入力されるとともに、設定値と比較する比較手段と
、比較手段の出力信号により、制御された復調信号が入
力される可変伝達手段とを備えるものである。第２に、
復調信号が入力される関数発生手段と、受信信号の振幅
値を検出する第１の検出手段と、第１の検出手段の出力
信号と関数発生手段の出力信号を加算する加算手段と、
加算手段からの出力信号から変化の大きさを検出する第
２の検出手段と、 第２の検出手段の出力が入力に接
続された比較手段と、比較手段の出力により制御され復
調信号が入力に接続された可変伝達手段とを備えたもの
である。第３に、復調信号が入力される関数発生手段と
、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、関数
発生手段により遮断周波数が制御され第１の検出手段の
出力信号が入力されるローパス・フィルタと、ローパス
・フィルタからの出力信号を入力して変化の大きさを検
出する第２の検出手段と、第２の検出手段の出力信号が
入力されるとともに、設定値と比較する比較手段と、比
較手段の出力信号により制御され、復調信号が入力され
る可変伝達手段とを備えたものである。第４に、復調信
号が入力される関数発生手段と、受信信号の振幅値を検
出する第１の検出手段と、関数発生手段により制御され
、第１の検出手段の出力信号が入力されるトラック・ホ
ールド手段と、トラック・ホールド手段からの出力信号
が入力されて変化の大きさを検出する第２の検出手段と
、第２の検出手段の出力信号が入力されるとともに、設
定値と比較する比較手段と、比較手段の出力信号により
制御され復調信号が入力される可変伝達手段とを備えた
ものである。第５に、復調信号が入力される関数発生手
段と、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、
関数発生手段により利得が制御され第１の検出手段の出
力信号を入力して変化の大きさを検出する第２の検出手
段と、第２の検出手段の出力信号を入力し、設定値と比
較する比較手段と、比較手段の出力信号により制御され
復調信号が入力される可変伝達手段とを備えたものであ
る。
、上記目的を達成するために、第１に、復調信号が入力
される関数発生手段と、関数発生手段の出力信号から利
得を制御するための受信信号の振幅値を検出する第１の
検出手段と、第１の検出手段からの出力信号から変化値
を検出する第２の検出手段と、第２の検出手段の出力信
号が入力されるとともに、設定値と比較する比較手段と
、比較手段の出力信号により、制御された復調信号が入
力される可変伝達手段とを備えるものである。第２に、
復調信号が入力される関数発生手段と、受信信号の振幅
値を検出する第１の検出手段と、第１の検出手段の出力
信号と関数発生手段の出力信号を加算する加算手段と、
加算手段からの出力信号から変化の大きさを検出する第
２の検出手段と、 第２の検出手段の出力が入力に接
続された比較手段と、比較手段の出力により制御され復
調信号が入力に接続された可変伝達手段とを備えたもの
である。第３に、復調信号が入力される関数発生手段と
、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、関数
発生手段により遮断周波数が制御され第１の検出手段の
出力信号が入力されるローパス・フィルタと、ローパス
・フィルタからの出力信号を入力して変化の大きさを検
出する第２の検出手段と、第２の検出手段の出力信号が
入力されるとともに、設定値と比較する比較手段と、比
較手段の出力信号により制御され、復調信号が入力され
る可変伝達手段とを備えたものである。第４に、復調信
号が入力される関数発生手段と、受信信号の振幅値を検
出する第１の検出手段と、関数発生手段により制御され
、第１の検出手段の出力信号が入力されるトラック・ホ
ールド手段と、トラック・ホールド手段からの出力信号
が入力されて変化の大きさを検出する第２の検出手段と
、第２の検出手段の出力信号が入力されるとともに、設
定値と比較する比較手段と、比較手段の出力信号により
制御され復調信号が入力される可変伝達手段とを備えた
ものである。第５に、復調信号が入力される関数発生手
段と、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、
関数発生手段により利得が制御され第１の検出手段の出
力信号を入力して変化の大きさを検出する第２の検出手
段と、第２の検出手段の出力信号を入力し、設定値と比
較する比較手段と、比較手段の出力信号により制御され
復調信号が入力される可変伝達手段とを備えたものであ
る。
【作用】本発明は上記のような構成により第１に、受信
信号周波数に比例した復調信号により、中間周波増幅手
段の帯域特性を補正するような利得制御信号を得る関数
発生手段が、受信信号の振幅値を検出して制御している
ため、その出力信号には角度変調信号に関する成分が打
ち消されて現れず、この変化量を検出する手段と、比較
手段と、可変伝達手段により受信状態を正しく計測して
判定することができる。第２に、受信信号周波数に比例
した復調信号により、中間周波増幅手段の帯域特性を補
正するような加算信号を得る関数発生手段の出力信号が
、受信信号の振幅値を検出する手段の出力と、加算手段
により加算されるため、出力信号の角度変調信号に関係
した成分は打ち消されて現れず、この変化量を検出する
手段と、比較手段と、可変伝達手段により受信状態を正
しく計測判定することができる。第３に、受信信号周波
数に比例した復調信号により、中間周波増幅手段の帯域
特性の両肩の利得変化量が増加する付近より遮断周波数
を低くするような制御信号を得る関数発生手段が、受信
信号の振幅値を検出する手段の後の可変周波数ローパス
・フィルタを制御して周波数偏移が大きいときの角度変
調信号に関した変化の速い成分を出力しないようにする
ため、この変化量を検出する手段と比較手段と可変伝達
手段により受信状態を正しく計測して判定することがで
きる。第４に受信信号周波数に比例した復調信号により
、中間周波増幅手段の帯域特性の両肩の利得変化量が増
加する付近で、入力信号をそのまま伝達するトラック状
態から、そのときの瞬時値を保持するホールド状態にす
る制御信号を得る関数発生手段が、受信信号の振幅の大
きさを検出する手段の後のトラック・ホールド手段を制
御して周波数偏移が大きいときに角度変調信号に関係し
た成分をホールド状態でやり過ごして出力させないよう
にするため、この変化量を検出する手段と、比較手段と
、可変伝達手段により受信状態を正しく計測して判定す
ることができる。第５に受信信号周波数に比例した復調
信号により、中間周波数増幅手段の帯域特性の両肩の利
得変化量が増加する付近で、利得を小さくするような制
御信号を得る関数発生手段が、受信信号の振幅の大きさ
を検出する手段の後の変化量を検出する手段を制御して
、周波数偏移の大きいときの角度変調信号に関係した成
分があるときだけ検出利得を下げて検出させなくするた
め、比較手段と、可変伝達手段により受信状態を正しく
計測して判定することができる。
信号周波数に比例した復調信号により、中間周波増幅手
段の帯域特性を補正するような利得制御信号を得る関数
発生手段が、受信信号の振幅値を検出して制御している
ため、その出力信号には角度変調信号に関する成分が打
ち消されて現れず、この変化量を検出する手段と、比較
手段と、可変伝達手段により受信状態を正しく計測して
判定することができる。第２に、受信信号周波数に比例
した復調信号により、中間周波増幅手段の帯域特性を補
正するような加算信号を得る関数発生手段の出力信号が
、受信信号の振幅値を検出する手段の出力と、加算手段
により加算されるため、出力信号の角度変調信号に関係
した成分は打ち消されて現れず、この変化量を検出する
手段と、比較手段と、可変伝達手段により受信状態を正
しく計測判定することができる。第３に、受信信号周波
数に比例した復調信号により、中間周波増幅手段の帯域
特性の両肩の利得変化量が増加する付近より遮断周波数
を低くするような制御信号を得る関数発生手段が、受信
信号の振幅値を検出する手段の後の可変周波数ローパス
・フィルタを制御して周波数偏移が大きいときの角度変
調信号に関した変化の速い成分を出力しないようにする
ため、この変化量を検出する手段と比較手段と可変伝達
手段により受信状態を正しく計測して判定することがで
きる。第４に受信信号周波数に比例した復調信号により
、中間周波増幅手段の帯域特性の両肩の利得変化量が増
加する付近で、入力信号をそのまま伝達するトラック状
態から、そのときの瞬時値を保持するホールド状態にす
る制御信号を得る関数発生手段が、受信信号の振幅の大
きさを検出する手段の後のトラック・ホールド手段を制
御して周波数偏移が大きいときに角度変調信号に関係し
た成分をホールド状態でやり過ごして出力させないよう
にするため、この変化量を検出する手段と、比較手段と
、可変伝達手段により受信状態を正しく計測して判定す
ることができる。第５に受信信号周波数に比例した復調
信号により、中間周波数増幅手段の帯域特性の両肩の利
得変化量が増加する付近で、利得を小さくするような制
御信号を得る関数発生手段が、受信信号の振幅の大きさ
を検出する手段の後の変化量を検出する手段を制御して
、周波数偏移の大きいときの角度変調信号に関係した成
分があるときだけ検出利得を下げて検出させなくするた
め、比較手段と、可変伝達手段により受信状態を正しく
計測して判定することができる。
【実施例】以下、本発明の受信装置の実施例を図面にも
とづいて詳細に説明する。尚、図１乃至図１０に示す実
施例において、図１１に示す従来の受信装置の同一の構
成要素には同一の符号を付し、そ重複した説明は省略す
る。図１は第の１実施例の構成を示している。図１にお
いて、１はアンテナ、１１はアンテナ１からの受信信号
を増幅する高周波増幅回路、１２は高周波増幅回路１１
からの受信信号を中間周波数に変換する周波数変換回路
、１３は変換された中間周波信号を増幅する中間周波増
幅回路、１４は中間周波信号から復調信号を得る復調回
路、１５は復調信号を出力端子３に制御して出力する可
変伝達回路である。また、１１６は受信信号の振幅値を
検出する可変利得振幅検出回路（第１の検出手段に対応
）であり、１７はコンデンサ、１８はバンドパスフィル
タ、１９は可変利得振幅検出回路１１６による受信信号
の振幅値を検出して、コンデンサ１７、およびバンドパ
スフィルタ１８と共に、この受信信号の振幅値の変化量
を検出するための第２の振幅検出回路（第２の検出手段
に対応）である。また、１１０は、復調回路１４からの
希望波の受信信号の周波数に比例した復調信号により、
中間周波増幅回路１３での帯域特性の逆特性が得られる
ような利得制御信号を出力して最終的に、受信信号の振
幅値を検出する第１の可変利得振幅検出回路１１６での
利得制御を行なう関数発生回路である。４は比較回路で
あり、第２の振幅検出回路１９の出力と、電圧源５で設
定された閾値とを比較し、受信状態がよければ可変伝達
回路１５を伝達状態に制御することで復調回路１４から
出力端子３に出力する。次に、上記構成の動作について
説明する。図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ
）は第の１実施例における信号の時間、周波数の関係を
示している。図２（ａ）は、希望波の受信信号の周波数
と時間との関係を示しており、アンテナ１、高周波増幅
回路１１および周波数変換回路１２が広帯域であり、そ
の受信信号の利得が周波数に依存せず、振幅の変調が加
えられない状態を示している。図２（ｂ）は、中間周波
増幅回路１３の利得と角度変調信号の周波数との関係を
示しており、復調回路１４には、この帯域特性での振幅
変調が加えられた信号が入力される状態を示している。 図２（ｃ）は、関数発生回路１１０によって制御された
可変利得振幅検出回路１１６の利得と角度変調信号の周
波数との関係を示しており、この場合、復調回路１４か
らの復調信号から、関数発生回路１１０が発生した中間
周波増幅回路１３での帯域特性の逆特性の利得制御信号
を得るもので、可変利得振幅検出回路１１６での利得の
帯域特性になる。また、図２（ｄ）は、可変利得振幅検
出回路１１６の出力と角度変調信号の周波数との関係を
示し、この場合、中間周波増幅回路１３での利得の帯域
特性と、可変利得振幅検出回路１１６での利得の帯域特
性とを合成したもので、希望波の受信信号の周波数偏移
の範囲内において総合利得が平坦になる。図２（ｅ）は
、可変利得振幅検出回路１１６の出力と時間との関係を
示すものであり、ここでは、補正によって希望波の受信
信号の角度変調信号に関係した成分が除去されている。 従って、以上のようにコンデンサ１７、バンドパスフィ
ルタ１８および振幅検出回路１９からなる受信信号の振
幅値の変化量を検出する回路からの出力信号には、希望
波の受信信号の角度変調信号に関係した成分が混入され
ずに、受信状態を正しく計測することができる。この結
果、比較回路４によって、受信状態がよいと判定されれ
ば、この比較回路４により可変伝達回路１５を伝達状態
に制御して、復調回路１４からの復調信号を出力端子３
に出力する。このように、第１実施例では受信信号の振
幅の大きさを検出する可変利得振幅検出回路１１６の利
得が、関数発生回路１１０の出力信号によって、中間周
波増幅回路１３での帯域特性を打ち消す方向に制御され
るため、ここでの受信信号の振幅値を検出する回路にお
ける総合帯域特性を平坦化することができるため希望波
の受信信号の角度変調信号に関係した成分の影響が排除
されて受信状態を正しく計測できる。また、この第１の
実施例では、中間周波増幅回路１３内に多くの帯域フィ
ルタが設けられており、受信信号の振幅の変化によって
帯域特性が大きく変化する場合には、図に点線で示した
ように、関数発生回路１１０の関数に振幅値を形成する
ことによって正確な補正が可能になる。図３は第２の実
施例の構成を示している。この第２の実施例は第１の実
施例をダイバシティ受信方式に適用したものであり、図
１に示す構成の受信部Ａ、Ｂを配置している。図３にお
いて、１、２はアンテナ、１１、２１はアンテナ１、２
の受信信号を増幅する高周波増幅回路、１２、２２は増
幅された受信信号を中間周波数信号に変換する周波数変
換回路、１３、２３は中間周波信号を増幅する中間周波
増幅回路、１４、２４は増幅された中間周波信号から復
調信号を得る各復調回路、１５、２５は復調信号を出力
端子３に出力する可変伝達回路を示している。また、１
１６、１２６は受信信号の振幅値を検出する可変利得振
幅検出回路（第１の検出回路に対応）であり、１７、２
７はコンデンサ、１８、２８はバンドパスフィルタ、１
９、２９はコンデンサ１７、２７およびバンドパスフィ
ルタ１８、２８と共に、受信信号の振幅値の変化量を検
出する振幅検出回路（第２の検出回路に対応）を示して
いる。また、１１０、１２０は復調回路１４、２４から
の希望波の受信信号の周波数に比例した復調信号により
、中間周波増幅回路１３、２３での帯域特性の逆特性が
得られるような利得制御信号を出力し、最終的に受信信
号の振幅値を検出する可変利得振幅検出回路１１６、１
２６の利得を制御するための関数発生回路である。さら
に、４は比較回路であって、アンテナ１、２からの受信
部の受信状態を比較した上で、よい方の受信部Ａあるい
は受信部Ｂの復調信号を可変伝達回路１５、２５から出
力端子３に出力する。なお、このとき関数発生回路１１
０、１２０の入力信号として、復調回路１４、２４から
の復調信号を用いているが、この入力信号として、ダイ
バシティ選択された出力端子３の信号を用いるようにし
ても良い。この場合、一方の受信部Ａあるいは受信部Ｂ
の受信状態が悪化したときでも、正しい帯域の補正がで
きるようになる。このようなダイバシティ受信方式にお
いても、希望波の受信信号の角度変調信号に関する成分
の影響なく、受信状態を正しく計測することができる。 図４は第３の実施例の構成を示している。この第３の実
施例では受信信号の振幅値を検出する回路の構成を、高
周波増幅回路１１、周波数変換回路１２、可変利得中間
周波増幅回路２１３、振幅検出回路１６で構成し、帯域
特性の補正を可変利得中間周波増幅回路２１３により行
うようにしている。関数発生回路２１０は、この構成で
最適の補正ができる関数を備えている。図５は第４の実
施例の構成を示している。この第４の実施例では第１実
施例の受信信号の振幅値を検出する回路を、高周波増幅
回路１１、周波数変換回路１２、中間周波増幅回路１３
、振幅検出回路１６、可変利得回路３１６で構成し、帯
域特性の補正を可変利得回路３１６で行うようにしてい
る。関数発生回路３１０は、この構成で最適の補正がで
きる関数を備えている。このように、第１、第２、第３
、第４の実施例は関数発生回路により受信信号の振幅値
を検出する回路の利得を制御し、それ自身の帯域特性を
補正することにより、希望波の受信信号の角度変調信号
に関係した成分の影響をなくしている。図６は第５の実
施例の構成を示している。この第５の実施例では、高周
波増幅回路１１、周波数変換回路１２、中間周波増幅回
路１３、振幅検出回路１６からなる受信信号の振幅値を
検出する回路の後に、加算回路４１６を挿入している。 加算回路４１６の他方の入力端には、復調信号が入力さ
れて関数発生回路４１０により発生させた希望波の受信
信号の角度変調信号に関する成分と同じレベル、且つ逆
極性の信号が加わり、この成分が打ち消される。この実
施例では加算補正波形が受信信号の振幅値より大きく変
化するため、図中の点線で示すように関数発生回路４１
０の関数に振幅値を形成することにより補正できる。し
かし、受信信号の振幅地が、ほぼ受信信号の電圧の対数
に比例するような量で得られる場合には、加算補正波形
は受信信号の振幅値のレベルに影響を受けないのでこの
ような関数は用意しなくても補正することができる。こ
の実施例においても、希望波の受信信号の角度変調信号
に関する成分の影響なく、受信状態を正しく計測するこ
とができる。図７は第６の実施例の構成を示している。 この第６の実施例では、高周波増幅回路１１、周波数変
換回路１２、中間周波増幅回路１３、振幅検出回路１６
からなる受信信号の振幅値を検出する回路の後に、可変
周波数ローパス・フィルタ５１６を挿入している。可変
周波数ローパス・フィルタ５１６の遮断周波数は関数発
生回路５１０により制御され、希望波の受信信号の周波
数が増減して中間周波信号が中間周波増幅回路１３の帯
域特性の両肩の利得変化量が増加しはじめる周波数に達
すると、この遮断周波数が暫時低くなるように構成され
ている。従って、希望波の受信信号の周波数偏移が大き
くなり受信信号の振幅値が変化するところでは、その変
化が可変周波数ローパス・フィルタ５１６を通過するこ
とができなくなるため、結果として希望波の受信信号の
角度変調信号に関する成分の影響は後段の受信信号の振
幅値の変化量を検出する回路の入力には現れず、受信状
態を正しく計測することができる。図８は第７の実施例
の構成を示している。この第７の実施例では、高周波増
幅回路１１、周波数変換回路１２、中間周波増幅回路１
３、振幅検出回路１６からなる受信信号の振幅値を検出
する回路の後にトラック・ホールド回路６１６を挿入し
ている。トラック・ホールド回路６１６のトラック状態
とホールド状態は関数発生回路６１０により制御され、
希望波の受信信号の周波数が増減して中間周波信号が中
間周波増幅回路１３の帯域特性の両肩の利得変化量が増
加しはじめる周波数に達すると、トラック状態からホー
ルド状態になるよう構成されている。従って、希望波の
受信信号の周波数偏移が大きくなり、受信信号の振幅値
が変化するところでは、ホールドされた値がトラック・
ホールド回路６１６から出力されるため、結果として希
望波の受信信号の角度変調信号に関係した成分の影響は
後段の受信信号の振幅値の変化量を検出する回路の入力
端には現れず、受信状態を正しく計測することができる
。図９は第８の実施例の構成を示している。この第８の
実施例では、コンデンサ１７、可変利得バンド・パス・
フィルタ回路７１８、振幅検出回路１９は振幅値の変化
量を検出する回路を構成している。可変利得バンド・パ
ス・フィルタ回路７１８の利得は関数発生回路７１０に
より制御され、希望波の受信信号の周波数が増減して中
間周波信号が、中間周波増幅回路１３の帯域特性の両肩
の利得変化量が増加しはじめる周波数に達すると、この
利得を下げるように構成されている。従って、希望波の
受信信号の周波数偏移が大きくなり、受信信号の振幅の
大きさが変化すると、変化量がコンデンサ１７を通過し
可変利得バンド・パス・フィルタ７１８に入力され、そ
の出力信号の変化量は関数発生回路７１０により小さく
抑えられるため、結果として希望波の受信信号の角度変
調信号に関する成分の影響は受信信号の振幅値の変化量
を検出する回路の出力端には現れず、受信状態を正しく
計測することができる。図１０は本発明の第９の実施例
の構成を示している。この第９の実施例では、コンデン
サ１７、バンド・パス・フィルタ回路１８、可変利得振
幅検出回路８１９が振幅値の変化量を検出する回路を構
成している。可変利得振幅検出回路８１９の利得は関数
発生回路８１０により制御され、第７の実施例と同じよ
うに希望波の受信信号の周波数が増減して中間周波信号
が中間周波増幅回路１３の帯域特性の両肩の利得変化量
が増加しはじめる周波数に達すると、この利得を下げる
ように構成されている。従って、希望波の受信信号の周
波数偏移が大きくなり、受信信号の振幅の大きさが変化
すると、変化量がコンデンサ１７及びバンド・パス・フ
ィルタ１８を通過し、可変利得振幅検出回路８１９に入
力され、その利得は関数発生回路８１０により小さく抑
えられるため、結果として希望波の受信信号の角度変調
信号に関する成分の影響は受信信号の振幅値の変化量を
検出する回路の出力端には現れず、受信状態を正しく計
測することができる。第８、９の実施例も関数発生回路
により受信信号の振幅値の変化量を検出する回路の利得
を制御し、中間周波増幅回路の帯域特性の平坦な部分の
みを利用することにより希望波の受信信号の角度変調信
号に関する成分の影響をなくしている。なお、第２の実
施例では第１の実施例をダイバシティ受信方式のどちら
も受信部の受信状態が良いかの判定に適用しているが、
第３、第４、第５、第６、第７、第８、第９の実施例に
おいてもダイバシティ受信方式に適用できる。また、こ
れに比較回路を追加して、どの受信部の受信状態が悪化
したときには、いずれの受信部の復調出力も出力端子に
出力しないように構成できる。また、この受信方式のと
き、関数発生回路の入力信号は各受信部の復調回路の出
力信号より復調信号を得ているが、ダイバシティ選択さ
れた後の復調信号より得ても良い。また、各関数発生回
路において、希望波の受信信号の角度変調信号に関係し
た成分の影響の低減値を大きくしたい場合には、図中の
点線のように受信信号の振幅の大きさに関係した信号も
関数に組み込んでも良い。また、第１乃至第９の実施例
のコンデンサは、受信信号の振幅値の電圧信号の変化分
を電流でバンド・パス・フィルタに入力するが、受信信
号の振幅値を電流信号で得られる場合には、インダクタ
に、この電流を流し、その端子電圧をバンド・パス・フ
ィルタに入力することにより同様の変化分を得ることが
できる。さらに、インダクタにコンデンサが交流的に並
列になるように構成して共振させたバンド・パス・フィ
ルタの機能を利用することもできる。
とづいて詳細に説明する。尚、図１乃至図１０に示す実
施例において、図１１に示す従来の受信装置の同一の構
成要素には同一の符号を付し、そ重複した説明は省略す
る。図１は第の１実施例の構成を示している。図１にお
いて、１はアンテナ、１１はアンテナ１からの受信信号
を増幅する高周波増幅回路、１２は高周波増幅回路１１
からの受信信号を中間周波数に変換する周波数変換回路
、１３は変換された中間周波信号を増幅する中間周波増
幅回路、１４は中間周波信号から復調信号を得る復調回
路、１５は復調信号を出力端子３に制御して出力する可
変伝達回路である。また、１１６は受信信号の振幅値を
検出する可変利得振幅検出回路（第１の検出手段に対応
）であり、１７はコンデンサ、１８はバンドパスフィル
タ、１９は可変利得振幅検出回路１１６による受信信号
の振幅値を検出して、コンデンサ１７、およびバンドパ
スフィルタ１８と共に、この受信信号の振幅値の変化量
を検出するための第２の振幅検出回路（第２の検出手段
に対応）である。また、１１０は、復調回路１４からの
希望波の受信信号の周波数に比例した復調信号により、
中間周波増幅回路１３での帯域特性の逆特性が得られる
ような利得制御信号を出力して最終的に、受信信号の振
幅値を検出する第１の可変利得振幅検出回路１１６での
利得制御を行なう関数発生回路である。４は比較回路で
あり、第２の振幅検出回路１９の出力と、電圧源５で設
定された閾値とを比較し、受信状態がよければ可変伝達
回路１５を伝達状態に制御することで復調回路１４から
出力端子３に出力する。次に、上記構成の動作について
説明する。図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ
）は第の１実施例における信号の時間、周波数の関係を
示している。図２（ａ）は、希望波の受信信号の周波数
と時間との関係を示しており、アンテナ１、高周波増幅
回路１１および周波数変換回路１２が広帯域であり、そ
の受信信号の利得が周波数に依存せず、振幅の変調が加
えられない状態を示している。図２（ｂ）は、中間周波
増幅回路１３の利得と角度変調信号の周波数との関係を
示しており、復調回路１４には、この帯域特性での振幅
変調が加えられた信号が入力される状態を示している。 図２（ｃ）は、関数発生回路１１０によって制御された
可変利得振幅検出回路１１６の利得と角度変調信号の周
波数との関係を示しており、この場合、復調回路１４か
らの復調信号から、関数発生回路１１０が発生した中間
周波増幅回路１３での帯域特性の逆特性の利得制御信号
を得るもので、可変利得振幅検出回路１１６での利得の
帯域特性になる。また、図２（ｄ）は、可変利得振幅検
出回路１１６の出力と角度変調信号の周波数との関係を
示し、この場合、中間周波増幅回路１３での利得の帯域
特性と、可変利得振幅検出回路１１６での利得の帯域特
性とを合成したもので、希望波の受信信号の周波数偏移
の範囲内において総合利得が平坦になる。図２（ｅ）は
、可変利得振幅検出回路１１６の出力と時間との関係を
示すものであり、ここでは、補正によって希望波の受信
信号の角度変調信号に関係した成分が除去されている。 従って、以上のようにコンデンサ１７、バンドパスフィ
ルタ１８および振幅検出回路１９からなる受信信号の振
幅値の変化量を検出する回路からの出力信号には、希望
波の受信信号の角度変調信号に関係した成分が混入され
ずに、受信状態を正しく計測することができる。この結
果、比較回路４によって、受信状態がよいと判定されれ
ば、この比較回路４により可変伝達回路１５を伝達状態
に制御して、復調回路１４からの復調信号を出力端子３
に出力する。このように、第１実施例では受信信号の振
幅の大きさを検出する可変利得振幅検出回路１１６の利
得が、関数発生回路１１０の出力信号によって、中間周
波増幅回路１３での帯域特性を打ち消す方向に制御され
るため、ここでの受信信号の振幅値を検出する回路にお
ける総合帯域特性を平坦化することができるため希望波
の受信信号の角度変調信号に関係した成分の影響が排除
されて受信状態を正しく計測できる。また、この第１の
実施例では、中間周波増幅回路１３内に多くの帯域フィ
ルタが設けられており、受信信号の振幅の変化によって
帯域特性が大きく変化する場合には、図に点線で示した
ように、関数発生回路１１０の関数に振幅値を形成する
ことによって正確な補正が可能になる。図３は第２の実
施例の構成を示している。この第２の実施例は第１の実
施例をダイバシティ受信方式に適用したものであり、図
１に示す構成の受信部Ａ、Ｂを配置している。図３にお
いて、１、２はアンテナ、１１、２１はアンテナ１、２
の受信信号を増幅する高周波増幅回路、１２、２２は増
幅された受信信号を中間周波数信号に変換する周波数変
換回路、１３、２３は中間周波信号を増幅する中間周波
増幅回路、１４、２４は増幅された中間周波信号から復
調信号を得る各復調回路、１５、２５は復調信号を出力
端子３に出力する可変伝達回路を示している。また、１
１６、１２６は受信信号の振幅値を検出する可変利得振
幅検出回路（第１の検出回路に対応）であり、１７、２
７はコンデンサ、１８、２８はバンドパスフィルタ、１
９、２９はコンデンサ１７、２７およびバンドパスフィ
ルタ１８、２８と共に、受信信号の振幅値の変化量を検
出する振幅検出回路（第２の検出回路に対応）を示して
いる。また、１１０、１２０は復調回路１４、２４から
の希望波の受信信号の周波数に比例した復調信号により
、中間周波増幅回路１３、２３での帯域特性の逆特性が
得られるような利得制御信号を出力し、最終的に受信信
号の振幅値を検出する可変利得振幅検出回路１１６、１
２６の利得を制御するための関数発生回路である。さら
に、４は比較回路であって、アンテナ１、２からの受信
部の受信状態を比較した上で、よい方の受信部Ａあるい
は受信部Ｂの復調信号を可変伝達回路１５、２５から出
力端子３に出力する。なお、このとき関数発生回路１１
０、１２０の入力信号として、復調回路１４、２４から
の復調信号を用いているが、この入力信号として、ダイ
バシティ選択された出力端子３の信号を用いるようにし
ても良い。この場合、一方の受信部Ａあるいは受信部Ｂ
の受信状態が悪化したときでも、正しい帯域の補正がで
きるようになる。このようなダイバシティ受信方式にお
いても、希望波の受信信号の角度変調信号に関する成分
の影響なく、受信状態を正しく計測することができる。 図４は第３の実施例の構成を示している。この第３の実
施例では受信信号の振幅値を検出する回路の構成を、高
周波増幅回路１１、周波数変換回路１２、可変利得中間
周波増幅回路２１３、振幅検出回路１６で構成し、帯域
特性の補正を可変利得中間周波増幅回路２１３により行
うようにしている。関数発生回路２１０は、この構成で
最適の補正ができる関数を備えている。図５は第４の実
施例の構成を示している。この第４の実施例では第１実
施例の受信信号の振幅値を検出する回路を、高周波増幅
回路１１、周波数変換回路１２、中間周波増幅回路１３
、振幅検出回路１６、可変利得回路３１６で構成し、帯
域特性の補正を可変利得回路３１６で行うようにしてい
る。関数発生回路３１０は、この構成で最適の補正がで
きる関数を備えている。このように、第１、第２、第３
、第４の実施例は関数発生回路により受信信号の振幅値
を検出する回路の利得を制御し、それ自身の帯域特性を
補正することにより、希望波の受信信号の角度変調信号
に関係した成分の影響をなくしている。図６は第５の実
施例の構成を示している。この第５の実施例では、高周
波増幅回路１１、周波数変換回路１２、中間周波増幅回
路１３、振幅検出回路１６からなる受信信号の振幅値を
検出する回路の後に、加算回路４１６を挿入している。 加算回路４１６の他方の入力端には、復調信号が入力さ
れて関数発生回路４１０により発生させた希望波の受信
信号の角度変調信号に関する成分と同じレベル、且つ逆
極性の信号が加わり、この成分が打ち消される。この実
施例では加算補正波形が受信信号の振幅値より大きく変
化するため、図中の点線で示すように関数発生回路４１
０の関数に振幅値を形成することにより補正できる。し
かし、受信信号の振幅地が、ほぼ受信信号の電圧の対数
に比例するような量で得られる場合には、加算補正波形
は受信信号の振幅値のレベルに影響を受けないのでこの
ような関数は用意しなくても補正することができる。こ
の実施例においても、希望波の受信信号の角度変調信号
に関する成分の影響なく、受信状態を正しく計測するこ
とができる。図７は第６の実施例の構成を示している。 この第６の実施例では、高周波増幅回路１１、周波数変
換回路１２、中間周波増幅回路１３、振幅検出回路１６
からなる受信信号の振幅値を検出する回路の後に、可変
周波数ローパス・フィルタ５１６を挿入している。可変
周波数ローパス・フィルタ５１６の遮断周波数は関数発
生回路５１０により制御され、希望波の受信信号の周波
数が増減して中間周波信号が中間周波増幅回路１３の帯
域特性の両肩の利得変化量が増加しはじめる周波数に達
すると、この遮断周波数が暫時低くなるように構成され
ている。従って、希望波の受信信号の周波数偏移が大き
くなり受信信号の振幅値が変化するところでは、その変
化が可変周波数ローパス・フィルタ５１６を通過するこ
とができなくなるため、結果として希望波の受信信号の
角度変調信号に関する成分の影響は後段の受信信号の振
幅値の変化量を検出する回路の入力には現れず、受信状
態を正しく計測することができる。図８は第７の実施例
の構成を示している。この第７の実施例では、高周波増
幅回路１１、周波数変換回路１２、中間周波増幅回路１
３、振幅検出回路１６からなる受信信号の振幅値を検出
する回路の後にトラック・ホールド回路６１６を挿入し
ている。トラック・ホールド回路６１６のトラック状態
とホールド状態は関数発生回路６１０により制御され、
希望波の受信信号の周波数が増減して中間周波信号が中
間周波増幅回路１３の帯域特性の両肩の利得変化量が増
加しはじめる周波数に達すると、トラック状態からホー
ルド状態になるよう構成されている。従って、希望波の
受信信号の周波数偏移が大きくなり、受信信号の振幅値
が変化するところでは、ホールドされた値がトラック・
ホールド回路６１６から出力されるため、結果として希
望波の受信信号の角度変調信号に関係した成分の影響は
後段の受信信号の振幅値の変化量を検出する回路の入力
端には現れず、受信状態を正しく計測することができる
。図９は第８の実施例の構成を示している。この第８の
実施例では、コンデンサ１７、可変利得バンド・パス・
フィルタ回路７１８、振幅検出回路１９は振幅値の変化
量を検出する回路を構成している。可変利得バンド・パ
ス・フィルタ回路７１８の利得は関数発生回路７１０に
より制御され、希望波の受信信号の周波数が増減して中
間周波信号が、中間周波増幅回路１３の帯域特性の両肩
の利得変化量が増加しはじめる周波数に達すると、この
利得を下げるように構成されている。従って、希望波の
受信信号の周波数偏移が大きくなり、受信信号の振幅の
大きさが変化すると、変化量がコンデンサ１７を通過し
可変利得バンド・パス・フィルタ７１８に入力され、そ
の出力信号の変化量は関数発生回路７１０により小さく
抑えられるため、結果として希望波の受信信号の角度変
調信号に関する成分の影響は受信信号の振幅値の変化量
を検出する回路の出力端には現れず、受信状態を正しく
計測することができる。図１０は本発明の第９の実施例
の構成を示している。この第９の実施例では、コンデン
サ１７、バンド・パス・フィルタ回路１８、可変利得振
幅検出回路８１９が振幅値の変化量を検出する回路を構
成している。可変利得振幅検出回路８１９の利得は関数
発生回路８１０により制御され、第７の実施例と同じよ
うに希望波の受信信号の周波数が増減して中間周波信号
が中間周波増幅回路１３の帯域特性の両肩の利得変化量
が増加しはじめる周波数に達すると、この利得を下げる
ように構成されている。従って、希望波の受信信号の周
波数偏移が大きくなり、受信信号の振幅の大きさが変化
すると、変化量がコンデンサ１７及びバンド・パス・フ
ィルタ１８を通過し、可変利得振幅検出回路８１９に入
力され、その利得は関数発生回路８１０により小さく抑
えられるため、結果として希望波の受信信号の角度変調
信号に関する成分の影響は受信信号の振幅値の変化量を
検出する回路の出力端には現れず、受信状態を正しく計
測することができる。第８、９の実施例も関数発生回路
により受信信号の振幅値の変化量を検出する回路の利得
を制御し、中間周波増幅回路の帯域特性の平坦な部分の
みを利用することにより希望波の受信信号の角度変調信
号に関する成分の影響をなくしている。なお、第２の実
施例では第１の実施例をダイバシティ受信方式のどちら
も受信部の受信状態が良いかの判定に適用しているが、
第３、第４、第５、第６、第７、第８、第９の実施例に
おいてもダイバシティ受信方式に適用できる。また、こ
れに比較回路を追加して、どの受信部の受信状態が悪化
したときには、いずれの受信部の復調出力も出力端子に
出力しないように構成できる。また、この受信方式のと
き、関数発生回路の入力信号は各受信部の復調回路の出
力信号より復調信号を得ているが、ダイバシティ選択さ
れた後の復調信号より得ても良い。また、各関数発生回
路において、希望波の受信信号の角度変調信号に関係し
た成分の影響の低減値を大きくしたい場合には、図中の
点線のように受信信号の振幅の大きさに関係した信号も
関数に組み込んでも良い。また、第１乃至第９の実施例
のコンデンサは、受信信号の振幅値の電圧信号の変化分
を電流でバンド・パス・フィルタに入力するが、受信信
号の振幅値を電流信号で得られる場合には、インダクタ
に、この電流を流し、その端子電圧をバンド・パス・フ
ィルタに入力することにより同様の変化分を得ることが
できる。さらに、インダクタにコンデンサが交流的に並
列になるように構成して共振させたバンド・パス・フィ
ルタの機能を利用することもできる。
【発明の効果】本発明は上記実施例から明らかなように
、以下に示す効果を有する。第１に、復調信号を入力と
する関数発生回路が、受信信号の振幅値を検出する回路
の利得を補正している。さらに第２に、復調信号を入力
とする関数発生回路が、受信信号の振幅値を検出する回
路で得られた信号に、補償信号を加算回路により補正し
ている。また第３に、復調信号を入力とする関数発生回
路が、可変周波数ローパス・フィルタの遮断周波数を、
希望波の受信信号が帯域外にあるときに小さく制御する
。さら第４に、復調信号を入力する関数発生回路が、ト
ラック・ホールド回路を、希望波の受信信号が帯域外に
あるときにホールド状態に制御する。また第５に復調信
号を入力とする関数発生回路が、受信信号の振幅の大き
さの変化の量を検出する回路を、希望波の受信信号が帯
域外にあるときに、その利得を小さくする。これによっ
て、第１乃至第５のいずれも中間周波増幅の帯域が狭く
ても受信状態を正確に計測することができるという効果
を有する。
、以下に示す効果を有する。第１に、復調信号を入力と
する関数発生回路が、受信信号の振幅値を検出する回路
の利得を補正している。さらに第２に、復調信号を入力
とする関数発生回路が、受信信号の振幅値を検出する回
路で得られた信号に、補償信号を加算回路により補正し
ている。また第３に、復調信号を入力とする関数発生回
路が、可変周波数ローパス・フィルタの遮断周波数を、
希望波の受信信号が帯域外にあるときに小さく制御する
。さら第４に、復調信号を入力する関数発生回路が、ト
ラック・ホールド回路を、希望波の受信信号が帯域外に
あるときにホールド状態に制御する。また第５に復調信
号を入力とする関数発生回路が、受信信号の振幅の大き
さの変化の量を検出する回路を、希望波の受信信号が帯
域外にあるときに、その利得を小さくする。これによっ
て、第１乃至第５のいずれも中間周波増幅の帯域が狭く
ても受信状態を正確に計測することができるという効果
を有する。
【図１】本発明の受信装置の実施例の構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図２】第１の実施例における信号の時間、周波数の関
係を示す図
係を示す図
【図３】第の２実施例の構成を示すブロック図
【図４】
第３の実施例の構成を示すブロック図
第３の実施例の構成を示すブロック図
【図５】第４の実
施例の構成を示すブロック図
施例の構成を示すブロック図
【図６】第５の実施例の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図７】第６の実施例の構成を示す
ブロック図
ブロック図
【図８】第７の実施例の構成を示すブロック
図
図
【図９】第７の実施例の構成を示すブロック図
【図１
０】第８の実施例の構成を示すブロック図
０】第８の実施例の構成を示すブロック図
【図１１】従
来の受信装置の構成を示すブロック図
来の受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】図１１
に示す受信装置の各部の信号の時間、周波数の関係を示
す図
に示す受信装置の各部の信号の時間、周波数の関係を示
す図
１、２ アンテナ
４ 比較回路
１１、２１ 高周波増幅回路
１２、２２ 周波数変換回路
１３、２３ 中間周波増幅回路
１４、２４ 復調回路
１５、２５ 可変伝達回路
１６ 振幅検出回路
１７、２７ コンデンサ
１８、２８ バンドパスフィルタ
１９、２９ 振幅検出回路
１１０、１２０、２１０、３１０
４１０、５１０、６１０、７１０、８１０ 関数発生
回路 １１６、１２６ 可変利得振幅検出回路２１３ 可
変利得中間周波増幅回路 ３１６ 可変利得回路 ４１６ 加算回路 ５１６ 可変周波数ローパス・フィルタ６１６ ト
ラック・ホールド回路 ７１８ 可変利得バンド・パス・フィルタ回路８１９
可変利得振幅検出回路
回路 １１６、１２６ 可変利得振幅検出回路２１３ 可
変利得中間周波増幅回路 ３１６ 可変利得回路 ４１６ 加算回路 ５１６ 可変周波数ローパス・フィルタ６１６ ト
ラック・ホールド回路 ７１８ 可変利得バンド・パス・フィルタ回路８１９
可変利得振幅検出回路
Claims (5)
- 【請求項１】 復調信号が入力される関数発生手段と
、前記関数発生手段の出力信号から利得を制御するため
の受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、前記
第１の検出手段からの出力信号から変化値を検出する第
２の検出手段と、前記第２の検出手段の出力信号が入力
されるとともに、設定値と比較する比較手段と、前記比
較手段の出力信号により、制御された復調信号が入力さ
れる可変伝達手段とを備えた受信装置。 - 【請求項２】 復調信号が入力される関数発生手段と
、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、前記
第１の検出手段の出力信号と前記関数発生手段の出力信
号を加算する加算手段と、前記加算手段からの出力信号
から変化の大きさを検出する第２の検出手段と、前記第
２の検出手段の出力が入力に接続された比較手段と、前
記比較手段の出力により制御され復調信号が入力に接続
された可変伝達手段とを備えた受信装置。 - 【請求項３】 復調信号が入力される関数発生手段と
、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、前記
関数発生手段により、遮断周波数が制御され、前記第１
の検出手段の出力信号が入力されるローパス・フィルタ
と、前記ローパス・フィルタからの出力信号を入力して
変化の大きさを検出する第２の検出手段と、前記第２の
検出手段の出力信号が入力されるとともに、設定値と比
較する比較手段と、前記比較手段の出力信号により制御
され、復調信号が入力される可変伝達手段とを備えた受
信装置。 - 【請求項４】 復調信号が入力される関数発生手段と
、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、前記
関数発生手段により制御され、前記第１の検出手段の出
力信号が入力されるトラック・ホールド手段と、前記ト
ラック・ホールド手段からの出力信号が入力されて変化
の大きさを検出する第２の検出手段と、前記第２の検出
手段の出力信号が入力されるとともに、設定値と比較す
る比較手段と、前記比較手段の出力信号により制御され
復調信号が入力される可変伝達手段とを備えた受信装置
。 - 【請求項５】 復調信号が入力される関数発生手段と
、受信信号の振幅値を検出する第１の検出手段と、前記
関数発生手段により利得が制御され前記第１の検出手段
の出力信号を入力して変化の大きさを検出する第２の検
出手段と、前記第２の検出手段の出力信号を入力し、設
定値と比較する比較手段と、前記比較手段の出力信号に
より制御され復調信号が入力される可変伝達手段とを備
えた受信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3056592A JPH04291524A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 受信装置 |
| US07/848,718 US5355530A (en) | 1991-03-20 | 1992-03-09 | Receiver using receiving condition signal for correcting influence of the reception band width |
| EP92302018A EP0505072B1 (en) | 1991-03-20 | 1992-03-10 | Signal strength indicator for receiver |
| ES92302018T ES2120988T3 (es) | 1991-03-20 | 1992-03-10 | Indicador de la intensidad de la señal para un receptor. |
| DE69227057T DE69227057T2 (de) | 1991-03-20 | 1992-03-10 | Signalstärkeanzeige eines Empfängers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3056592A JPH04291524A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04291524A true JPH04291524A (ja) | 1992-10-15 |
Family
ID=13031470
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3056592A Pending JPH04291524A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5355530A (ja) |
| EP (1) | EP0505072B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04291524A (ja) |
| DE (1) | DE69227057T2 (ja) |
| ES (1) | ES2120988T3 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5603115A (en) * | 1995-04-01 | 1997-02-11 | Hwa Lin Electronics Co., Ltd. | Direct broadcasting satellite tuner with an auto threshold control demodulator |
| US5649321A (en) * | 1995-05-05 | 1997-07-15 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for determining audio band energy of a squelch circuit input signal |
| US6006077A (en) * | 1997-10-02 | 1999-12-21 | Ericsson Inc. | Received signal strength determination methods and systems |
| US6657554B1 (en) * | 1999-06-29 | 2003-12-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Road antenna controlled on the basis of receiving rate |
| DE102007028593A1 (de) | 2007-06-19 | 2008-12-24 | Tesa Ag | Compound und Wickelband aus einer TPU-Folie |
| DE102007027851A1 (de) | 2007-06-13 | 2008-12-18 | Tesa Ag | Compound und Wickelband aus TPU |
| DE102007027842A1 (de) | 2007-06-13 | 2008-12-18 | Tesa Ag | Compound und Wickelband aus TPU |
| US9515634B1 (en) * | 2015-02-17 | 2016-12-06 | Marvell International Ltd. | Selecting of a pre-filter in a receiver of a communication system |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3569840A (en) * | 1968-10-04 | 1971-03-09 | Collins Radio Co Of Canada Ltd | Carrier squelch scheme |
| US4103240A (en) * | 1975-06-17 | 1978-07-25 | Shin-Shirasuna Electric Corp. | Fm tuning indicator |
| DE2724375C3 (de) * | 1977-05-28 | 1979-11-22 | Institut Fuer Rundfunktechnik Gmbh, 8000 Muenchen | Verfahren und Einrichtung zum Messen der Empfangsqualität eines frequenzmodulierten UKW-Signals |
| DE2909520C3 (de) * | 1979-03-10 | 1981-12-03 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung zur Dämpfung von Störgeräuschen |
| US4479253A (en) * | 1982-01-18 | 1984-10-23 | Rca Corporation | Phaselock receiver with input signal measuring capability |
| US4792991A (en) * | 1986-04-03 | 1988-12-20 | Motorola, Inc. | FM receiver having improved audio quality in response to Rayleigh faded received signals |
| JP2698349B2 (ja) * | 1987-03-18 | 1998-01-19 | ソニー 株式会社 | Ｆｍ通信機 |
| JPH0779298B2 (ja) * | 1987-11-05 | 1995-08-23 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置 |
| JPH1122216A (ja) * | 1997-07-07 | 1999-01-26 | Toto Ltd | 建築躯体付き浴室ユニットの輸送構造 |
-
1991
- 1991-03-20 JP JP3056592A patent/JPH04291524A/ja active Pending
-
1992
- 1992-03-09 US US07/848,718 patent/US5355530A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-03-10 DE DE69227057T patent/DE69227057T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-03-10 ES ES92302018T patent/ES2120988T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1992-03-10 EP EP92302018A patent/EP0505072B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69227057D1 (de) | 1998-10-29 |
| EP0505072A3 (en) | 1992-12-16 |
| EP0505072B1 (en) | 1998-09-23 |
| ES2120988T3 (es) | 1998-11-16 |
| DE69227057T2 (de) | 1999-02-18 |
| EP0505072A2 (en) | 1992-09-23 |
| US5355530A (en) | 1994-10-11 |
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