JPH04283809A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流−直流変換を行う
ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に可飽和リアクタ（Ｓ
Ｒ）を用いて出力電圧を安定化するフォワード型コンバ
ータからなるＤＣ／ＤＣコンバータの改良に関するもの
である。

【０００２】可飽和リアクタを用いたフォワード型コン
バータからなるＤＣ／ＤＣコンバータは構成が簡単なの
で、直流電源から任意の直流電圧を発生する各種電源装
置において広く用いられている。

【０００３】この種ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
スイッチングトランジスタのターンオフ時の、整流ダイ
オードの逆回復時間における逆電流に基づく、最大出力
電力の低下が少ないことが要望される。

【０００４】

【従来の技術】図１１は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ
を示したものである。Ｔ１はトランスであって、Ｎ１，
Ｎ２はそれぞれ一次コイルおよび二次コイルである。Ｔ
ｒ１は一次コイルＮ１に直列に設けられたスイッチング
トランジスタ、１１はスイッチングトランジスタＴｒ１
に対する駆動回路（ＤＲＶ）、Ｅｉは直流電源である。 ＳＲは可飽和リアクタ、１２は可飽和リアクタＳＲに対
する制御回路（ＣＯＮＴ）、Ｌ１は平滑チョーク、Ｄ１
，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４はダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデ
ンサ、Ｒ１，Ｒ２は抵抗である。ＲＬ１は負荷抵抗であ
る。

【０００５】図１１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては
、スイッチングトランジスタＴｒ１は駆動回路１１から
の駆動信号に基づいてオン，オフを繰り返す。スイッチ
ングトランジスタＴｒ１がオンのとき、直流電源Ｅｉか
らトランスＴ１の一次コイルＮ１を経て電流を流し、こ
れによって二次コイルＮ２に電力を送り、過飽和リアク
タＳＲから整流用のダイオードＤ１を経て整流すること
によって、平滑チョークＬ１を経て負荷抵抗ＲＬ１に直
流電流を供給する。スイッチングトランジスタＴｒ１が
オフのときは、直流電源Ｅｉから電力が供給されず、平
滑チョークＬ１に蓄えられたエネルギーによって、転流
用のダイオードＤ２を経て直流電流を負荷抵抗ＲＬ１に
供給する。平滑用のコンデンサＣ１は、平滑チョークＬ
１とともに、負荷抵抗ＲＬ１に発生した出力直流電圧Ｅ
Ｏ１を平滑化する作用を行う。なお、図１１においてコ
ンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とからなる回路は、トランスＴ
１の二次コイルＮ２に並列に接続されて、一次電流のオ
ンオフに伴って発生するサージエネルギーを吸収するた
めに設けられている。

【０００６】この際、出力電圧を安定化するために二次
側制御を行う。すなわち、制御回路１２は出力直流電圧
ＥＯ１を検出して基準電圧と比較し、比較結果に応じて
増減する制御電流ＩＤ３を発生して、スイッチングトラ
ンジスタＴｒ１のオフ時、ダイオードＤ３を経て可飽和
リアクタＳＲに流して非飽和状態にすることによって、
スイッチングトランジスタＴｒ１がオンになったとき、
可飽和リアクタＳＲが飽和状態に達するまでの電圧時間
積を制御して出力直流電圧ＥＯを安定化する。

【０００７】図１２は、図１１のＤＣ／ＤＣコンバータ
における各部電圧を示したものであって、実線は従来回
路の場合を示したものである。Ｖ１はトランスの二次コ
イルＮ２に発生する電圧、ＶＳＲは可飽和リアクタＳＲ
が負担する電圧、Ｖ２は可飽和リアクタＳＲの出力側の
電圧である。スイッチングトランジスタＴｒ１のオン時
間をｔｏｎ、可飽和リアクタＳＲの非飽和時間をｔ１と
すると、可飽和リアクタＳＲに印加される電圧時間積は
Ｖ１×ｔ１となり、可飽和リアクタＳＲの出力側に印加
される電圧時間積がＶ１×（ｔｏｎ−ｔ１）となる。こ
の出力側の電圧時間積をスイッチング周期Ｔで平均化す
ることによって、直流出力電圧ＥＯ１が定まる。

【０００８】図１１に示されたＤＣ／ＤＣコンバータに
おいては、スイッチングトランジスタＴｒ１のターンオ
フ時、整流ダイオードＤ１の逆回復時間Ｔｒｒ内に逆電
流Ｉｒが可飽和リアクトルＳＲに流れる。この逆電流は
制御回路１２の制御電流と同じ向きであり、可飽和リア
クタＳＲを非飽和側に励磁する。従ってスイッチングト
ランジスタＴｒ１のオン時、負荷側へ送出される電圧時
間積が減少し、従ってＤＣ／ＤＣコンバータの最大出力
電力が減少する。

【０００９】図１３は、可飽和リアクタにおける磁束密
度の変化を示したものであって、実線は図１１において
ダイオードＤ４と抵抗Ｒ１の回路がない場合の、一点鎖
線はこの回路がある場合の、それぞれのＢ−Ｈ曲線を示
している。スイッチングトランジスタＴｒ１のオン時、
可飽和リアクタＳＲは飽和状態になり、次にスイッチン
グトランジスタＴｒ１がオフになったとき、制御回路１
２の制御電流ＩＤ３が流れるとともに、これに前述の逆
電流Ｉｒが加わって電流ＩＳＲが流れる。ダイオードＤ
４と抵抗Ｒ１の回路がない場合には、可飽和リアクタＳ
Ｒは非飽和方向に深く励磁され、そのときの磁束変化量
は例えばΔＢ１である。スイッチングトランジスタＴｒ
１がオンになったとき、可飽和リアクタＳＲの磁化状態
は、図示の矢印の方向にＢ−Ｈ曲線上を変化して飽和に
達するが、それまでに可飽和リアクタＳＲが負担する電
圧時間積が大きい。

【００１０】これに対して図１１の回路では、ダイオー
ドＤ４と抵抗Ｒ１の回路に電流ＩＲ１が分流するため、
可飽和リアクタＳＲの磁束の変化量は例えばΔＢ２のよ
うに少なくなり、従ってスイッチングトランジスタＴｒ
１がオンになったとき、可飽和リアクタＳＲが負担する
電圧時間積が減少するので、ＤＣ／ＤＣコンバータの最
大出力電力が増加する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータにおける、可飽和リアクタＳＲに
対する、整流ダイオードの逆電流の影響を防止するため
の回路の効果は不十分であって、出力直流電圧ＥＯ１の
制御範囲を十分広くすることはできなかった。すなわち
図１１の回路においては、整流ダイオードＤ１の逆回復
時間Ｔｒｒ内の逆電流Ｉｒが可飽和リアクタＳＲと、ダ
イオードＤ４と抵抗Ｒ１の回路に分流され、抵抗Ｒ１で
制限されて可飽和リアクタＳＲに流れ込む。そのため、
可飽和リアクタＳＲが負担する電圧時間積を十分減少さ
せて、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大出力電力を増加させ
ることができなかった。

【００１２】本発明は、このような従来技術の課題を解
決しようとするものであって、可飽和リアクタを用いて
出力電圧を安定化するフォワード型コンバータからなる
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、整流ダイオードの逆電
流に基づいて最大出力電力が減少することを防止した、
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的としている
。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、トランスの一
次側のオン時トランスの二次側に発生する電圧を可飽和
リアクタを経て整流ダイオードに加えて整流し平滑チョ
ークを経て負荷に加えるとともに、トランスの一次側の
オフ時平滑チョークの発生電圧を転流ダイオードを経て
負荷に加えることによって直流出力を発生し、この直流
出力に応じて制御電流を発生して可飽和リアクタに流す
ことによって出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて、可飽和リアクタに対して、コンデンサを並
列に接続したことを特徴とするものである。

【００１４】また本発明は、トランスの一次側のオン時
トランスの二次側に発生する電圧を可飽和リアクタを経
て整流ダイオードに加えて整流し平滑チョークを経て負
荷に加えるとともに、トランスの一次側のオフ時平滑チ
ョークの発生電圧を転流ダイオードを経て負荷に加える
ことによって直流出力を発生し、この直流出力に応じて
制御電流を発生して可飽和リアクタに流すことによって
出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
可飽和リアクタに対して、ダイオードと抵抗の並列回路
とコンデンサとの直列回路を並列に接続したことを特徴
とするものである。

【００１５】また本発明は、トランスの一次側のオン時
トランスの二次側に発生する電圧を可飽和リアクタを経
て整流ダイオードに加えて整流し平滑チョークを経て負
荷に加えるとともに、トランスの一次側のオフ時平滑チ
ョークの発生電圧を転流ダイオードを経て負荷に加える
ことによって直流出力を発生し、この直流出力に応じて
制御電流を発生して可飽和リアクタに流すことによって
出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
可飽和リアクタに対して、コンデンサと抵抗の並列回路
とダイオードとの直列回路を並列に接続したことを特徴
とするものである。

【００１６】

【作用】図１は、本発明の原理的構成を示したものであ
る。本発明において対象とするＤＣ／ＤＣコンバータは
、トランスＴ１の一次側をオンオフして、オンにしたと
き、トランスＴ１の二次側に発生する電圧を可飽和リア
クタＳＲを経て整流ダイオードＤ１に加えて整流し、整
流出力を平滑チョークＬ１を経て負荷ＲＬ１に加える。 また、トランスＴ１の一次側をオフにしたとき、平滑チ
ョークＬ１の発生電圧を転流ダイオードＤ２を経て負荷
ＲＬ１に加えることによって直流出力ＥＯ１を発生する
。この際、直流出力電圧に応じて制御電流を発生して可
飽和リアクタＳＲに流すことによって、出力電圧を安定
化する。

【００１７】このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいて
、図１（ａ）に示すように、可飽和リアクタＳＲに対し
て、コンデンサＣ３を並列に接続する。トランスＴ１の
一次側のターンオフ時、整流ダイオードＤ１の逆回復時
間Ｔｒｒにおける逆電流Ｉｒが可飽和リアクタＳＲに流
れてこれを非飽和方向に励磁するため、次にトランスＴ
１の一次側がオンになったとき、飽和状態になるまでに
負担する電圧時間積によって、出力側の電圧時間積が減
少して最大出力電力が減少するが、可飽和リアクタＳＲ
に対して、コンデンサＣ３を並列に接続したので、この
逆電流Ｉｒが分流されて、可飽和リアクタＳＲに発生す
る磁束密度の変化が少なくなり、従ってＤＣ／ＤＣコン
バータの最大出力電力を増大させることができるように
なる。

【００１８】またこのようなＤＣ／ＤＣコンバータにお
いて、図１（ｂ）に示すように、可飽和リアクタＳＲに
対して、ダイオードＤ８と抵抗Ｒ４の並列回路とコンデ
ンサＣ３との直列回路を並列に接続する。従って同様に
、逆電流Ｉｒが分流されて、可飽和リアクタＳＲに発生
する磁束密度の変化が少なくなり、従ってＤＣ／ＤＣコ
ンバータの最大出力電力を増大させることができるよう
になる。

【００１９】さらにこのようなＤＣ／ＤＣコンバータに
おいて、図１（ｃ）に示すように、可飽和リアクタＳＲ
に対して、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路とダイ
オードＤ９との直列回路を並列に接続する。従って同様
に、逆電流Ｉｒが分流されて、可飽和リアクタＳＲに発
生する磁束密度の変化が少なくなり、従ってＤＣ／ＤＣ
コンバータの最大出力電力を増大させることができるよ
うになる。

【００２０】

【実施例】図２は、本発明の第１の実施例を示したもの
であって、入力電圧に比例した入力電力が二次側へ送り
込まれる回路例を示している。図１１におけると同じも
のを同じ番号で示し、Ｃ３はコンデンサ、Ｒ３は抵抗で
ある。

【００２１】図２に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、可飽和リアクタＳＲに並列にコンデンサＣ３を
接続して、スイッチングトランジスタＴｒ１のターンオ
フ時発生する整流ダイオードＤ１の逆電流Ｉｒを分流さ
せることによって、逆電流Ｉｒに基づく、可飽和リアク
タＳＲにおける非飽和側への磁束密度の変化が少なくな
るようにしている。整流ダイオードＤ１の逆電流Ｉｒは
短時間に発生するため、その大部分がコンデンサＣ３を
経て流れるので、本発明の場合、逆電流Ｉｒに基づく可
飽和リアクタＳＲの磁束密度の変化は極めて少ない。図
１３において二点鎖線で示す磁束密度の変化量ΔＢ３は
本発明の場合を示し、防止回路を設けない場合または図
１１に示された従来の回路と比較して、著しく小さいこ
とが示されている。

【００２２】従って本発明によれば、可飽和リアクタＳ
Ｒの制御に基づく、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大出力電
力を増大させることができる。また、このコンデンサＣ
３の一端とトランスの二次コイルＮ２との間に抵抗Ｒ３
を設けることによって、スイッチングトランジスタＴｒ
１のオンオフ時、発生するサージエネルギーを、コンデ
ンサＣ３を経て抵抗Ｒ３で吸収することができるように
なり、従って図１１の回路において二次コイルＮ２と並
列に設けられていたコンデンサＣ２，抵抗Ｒ２からなる
サージアブソーバが不要となる。

【００２３】なお、図２において抵抗Ｒ３を接続したこ
とによって、スイッチングトランジスタＴｒ１のオフ時
、抵抗Ｒ３を経て可飽和リアクタＳＲに電流が流れる。 この電流は制御回路１２の制御電流ＩＤ３と同じ方向な
ので、この電流によって、制御電流ＩＤ３の固定部分を
分担させることができる。従って抵抗Ｒ３を設けたこと
によって、制御回路１２の制御電流出力を低減すること
ができる。

【００２４】図３は、本発明の第２の実施例を示したも
のであって、入力電圧を検出して二次側へ送り込まれる
電力を一定にする回路例を示している。図２におけると
同じものを同じ番号で示し、Ｎ３は三次コイル、Ｄ５は
ダイオード、Ｃ４はコンデンサである。

【００２５】図３に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、トランジスタＴ１の三次コイルＮ３に発生した
電圧をダイオードＤ５を経て整流し、コンデンサＣ４で
平滑することによって、入力電圧の大きさを検出する。 そしてこの検出電圧に応じて駆動回路１１を制御して、
スイッチングトランジスタＴｒ１におけるオン時間を制
御することによって、トランスＴ１の二次側へ送り込ま
れる電力を一定にしている。

【００２６】図３の実施例の場合も、可飽和リアクタＳ
Ｒに並列にコンデンサＣ３を接続することによって、整
流ダイオードＤ１の逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタ
ＳＲの磁束密度の変化を少なくしているので、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの最大出力電力を増大させることができる
。

【００２７】図４は、本発明の第３の実施例を示したも
のであって、多出力電源において、その一出力回路の出
力電圧によって一次側の電流のオンオフを制御してその
出力電圧を安定化するとともに、他の出力回路の出力電
圧を可飽和リアクタによって安定化する場合の回路例を
示している。図２におけると同じものを同じ番号で示し
、Ｎ３は三次コイル、Ｌ２は平滑チョーク、Ｄ６，Ｄ７
はダイオード、Ｃ５はコンデンサ、ＲＬ２は負荷抵抗、
１３は制御回路である。

【００２８】図４に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、トランジスタＴ１の三次コイルＮ３に接続され
た第２の出力回路において、スイッチングトランジスタ
Ｔｒ１のオン時、三次コイルＮ３の出力電圧を整流用の
ダイオードＤ６で整流し、平滑チョークＬ２を経て負荷
抵抗ＲＬ２に直流電流を供給する。一方、スイッチング
トランジスタＴｒ１のオフ時、平滑チョークＬ２に蓄え
られたエネルギーによって転流用のダイオードＤ７を経
て負荷抵抗ＲＬ２に直流電流を供給する。平滑用のコン
デンサＣ５は、平滑チョークＬ２とともに、負荷抵抗Ｒ
Ｌ２に発生した出力直流電圧ＥＯ２を平滑化する作用を
行う。

【００２９】制御回路１３は、コンデンサＣ５に発生し
た出力直流電圧ＥＯ２に応じて駆動回路１１を制御して
、スイッチングトランジスタＴｒ１におけるオン時間を
制御することによって、出力直流電圧ＥＯ２を安定化す
る。一方、制御回路１２は出力直流電圧ＥＯ１を検出し
て基準電圧と比較し、比較結果に応じて制御電流ＩＤ３
を発生して可飽和リアクタＳＲを制御することによって
、出力直流電圧ＥＯ１を安定化する。

【００３０】図４の実施例の場合も、可飽和リアクタＳ
Ｒに並列にコンデンサＣ３を接続することによって、整
流ダイオードＤ１の逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタ
ＳＲの磁束密度の変化を少なくしているので、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの最大出力電力を増大させることができる
。

【００３１】図５は、本発明の第４の実施例を示したも
のであって、入力電圧に比例した入力電力が二次側へ送
り込まれる回路例を示している。図２におけると同じも
のを同じ番号で示し、Ｄ８はダイオード、Ｒ４は抵抗で
ある。

【００３２】図５に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、図２に示された実施例の場合と同様にして、平
滑化された出力直流電圧ＥＯ１を負荷抵抗ＲＬ１に発生
する。この際、ダイオードＤ８と抵抗Ｒ４の並列回路を
コンデンサＣ３と直列にして可飽和リアクタＳＲに並列
に接続して、スイッチングトランジスタＴｒ１のターン
オフ時発生する整流ダイオードＤ１の逆電流Ｉｒを流す
ことによって、逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタＳＲ
の磁束密度の変化が少なくなるようにして、ＤＣ／ＤＣ
コンバータの最大出力電力を増大させている。整流ダイ
オードＤ１の逆電流Ｉｒは、短時間に発生するため、大
部分がコンデンサＣ３を経て流れるので、本発明の場合
の逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタＳＲの磁束密度の
変化は極めて少ない。抵抗Ｒ４は、コンデンサＣ３の電
荷を放電するために設けられている。その他の点につい
ては、図２の実施例の場合と同様である。

【００３３】図６は、本発明の第５の実施例を示したも
のであって、入力電圧を検出して二次側へ送り込まれる
電力を一定にする回路例を示している。図３におけると
同じものを同じ番号で示し、Ｄ８はダイオード、Ｒ４は
抵抗である。

【００３４】図６に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、図３に示された実施例の場合と同様にして、ト
ランスＴ１の二次側へ送り込まれる電力を一定にして、
平滑化された出力直流電圧ＥＯ１を負荷抵抗ＲＬ１に発
生する。この際、図５の実施例と同様にして、整流ダイ
オードＤ１の逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタＳＲの
磁束密度の変化を少なくしているので、ＤＣ／ＤＣコン
バータの最大出力電力を増大させることができる。

【００３５】図７は、本発明の第６の実施例を示したも
のであって、多出力電源において、その一出力回路の出
力電圧によって一次側の電流のオンオフを制御してその
出力電圧を安定化するとともに、他の出力回路の出力電
圧を可飽和リアクタによって安定化する場合の回路例を
示している。図４におけると同じものを同じ番号で示し
、Ｄ８はダイオード、Ｒ４は抵抗である

【００３６】図
７に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、図４に
示された実施例の場合と同様にして平滑化された出力直
流電圧ＥＯ２を負荷抵抗ＲＬ２に発生し、また平滑化さ
れた出力直流電圧ＥＯ１を負荷抵抗ＲＬ１に発生する。 この場合も同様にして、整流ダイオードＤ１の逆電流Ｉ
ｒに基づく可飽和リアクタＳＲの磁束密度の変化を少な
くしているので、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大出力電力
を増大させることができる。

【００３７】図８は、本発明の第７の実施例を示したも
のであって、入力電圧に比例した入力電力が二次側へ送
り込まれる回路例を示している。図２におけると同じも
のを同じ番号で示し、Ｄ９はダイオード、Ｃ４はコンデ
ンサ、Ｒ５は抵抗である。

【００３８】図８に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、図２に示された実施例の場合と同様にして、平
滑化された出力直流電圧ＥＯ１を負荷抵抗ＲＬ１に発生
する。この際、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路と
ダイオードＤ９とを直列にして可飽和リアクタＳＲに並
列に接続して、スイッチングトランジスタＴｒ１のター
ンオフ時発生する整流ダイオードＤ１の逆電流Ｉｒを流
すことによって、逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタＳ
Ｒの磁束密度の変化が少なくなるようにしているので、
ＤＣ／ＤＣコンバータの最大出力電力を増大させること
ができる。抵抗Ｒ５は、コンデンサＣ４の電荷を放電す
るために設けられている。その他の点については、図５
の実施例の場合と同様である。

【００３９】図９は、本発明の第８の実施例を示したも
のであって、入力電圧を検出して二次側へ送り込まれる
電力を一定にする回路例を示している。図３におけると
同じものを同じ番号で示し、Ｄ９はダイオード、Ｒ５は
抵抗、Ｃ４はコンデンサである。

【００４０】図９に示されたＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、図３に示された実施例の場合と同様にして、ト
ランスＴ１の二次側へ送り込まれる電力を一定にして、
平滑化された出力直流電圧ＥＯ１を負荷抵抗ＲＬ１に発
生する。また図８の実施例と同様にして、整流ダイオー
ドＤ１の逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタＳＲの磁束
密度の変化を少なくしているので、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの最大出力電力を増大させることができる。

【００４１】図１０は、本発明の第９の実施例を示した
ものであって、多出力電源において、その一出力回路の
出力電圧によって一次側の電流のオンオフを制御してそ
の出力電圧を安定化するとともに、他の出力回路の出力
電圧を可飽和リアクタによって制御する場合の回路例を
示している。図４におけると同じものを同じ番号で示し
、Ｄ９はダイオード、Ｒ５は抵抗、Ｃ４はコンデンサで
ある。

【００４２】図１０に示されたＤＣ／ＤＣコンバータに
おいては、図４に示された実施例の場合と同様にして平
滑化された出力直流電圧ＥＯ２を負荷抵抗ＲＬ２に発生
し、また平滑化された出力直流電圧ＥＯ１を負荷抵抗Ｒ
Ｌ１に発生する。この場合も同様にして、整流ダイオー
ドＤ１の逆電流Ｉｒに基づく可飽和リアクタＳＲの磁束
密度の変化を少なくしているので、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの最大出力電力を増大させることができる。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、可
飽和リアクタを用いて出力電圧を安定化するフォワード
型コンバータからなるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
可飽和リアクタに対する整流ダイオードの逆電流の影響
を有効に除去するようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの最大出力電力を増大させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】（ａ），（ｂ），（ｃ）は本発明の原理的構成
を示す図である。

【図２】本発明の第１の実施例を示す図である。

【図３】本発明の第２の実施例を示す図である。

【図４】本発明の第３の実施例を示す図である。

【図５】本発明の第４の実施例を示す図である。

【図６】本発明の第５の実施例を示す図である。

【図７】本発明の第６の実施例を示す図である。

【図８】本発明の第７の実施例を示す図である。

【図９】本発明の第８の実施例を示す図である。

【図１０】本発明の第９の実施例を示す図である。

【図１１】従来のＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である
。

【図１２】図１１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける各部
電圧を示す図である。

【図１３】可飽和リアクタにおける磁束密度の変化を示
す図である。

【符号の説明】 Ｔ１　　トランス ＳＲ　　可飽和リアクタ Ｌ１　　平滑チョーク ＲＬ１　　負荷抵抗 Ｄ１，Ｄ２，Ｄ８，Ｄ９　　ダイオードＣ３，Ｃ４　　
コンデンサ Ｒ４，Ｒ５　　抵抗

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　トランス（Ｔ１）の一次側のオン時該
   トランス（Ｔ１）の二次側に発生する電圧を可飽和リア
   クタ（ＳＲ）を経て整流ダイオード（Ｄ１）に加えて整
   流し平滑チョーク（Ｌ１）を経て負荷（ＲＬ１）に加え
   るとともに、トランス（Ｔ１）の一次側のオフ時該平滑
   チョーク（Ｌ１）の発生電圧を転流ダイオード（Ｄ２）
   を経て負荷（ＲＬ１）に加えることによって直流出力を
   発生し、該直流出力に応じて制御電流を発生して前記可
   飽和リアクタ（ＳＲ）に流すことによって該出力電圧を
   安定化するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記可飽和
   リアクタ（ＳＲ）に対して、コンデンサ（Ｃ３）を並列
   に接続したことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】　　トランス（Ｔ１）の一次側のオン時該
   トランス（Ｔ１）の二次側に発生する電圧を可飽和リア
   クタ（ＳＲ）を経て整流ダイオード（Ｄ１）に加えて整
   流し平滑チョーク（Ｌ１）を経て負荷（ＲＬ１）に加え
   るとともに、トランス（Ｔ１）の一次側のオフ時該平滑
   チョーク（Ｌ１）の発生電圧を転流ダイオード（Ｄ２）
   を経て負荷（ＲＬ１）に加えることによって直流出力を
   発生し、該直流出力に応じて制御電流を発生して前記可
   飽和リアクタ（ＳＲ）に流すことによって該出力電圧を
   安定化するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記可飽和
   リアクタ（ＳＲ）に対して、ダイオード（Ｄ８）と抵抗
   （Ｒ４）の並列回路とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路
   を並列に接続したことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバー
   タ。
3. 【請求項３】　　トランス（Ｔ１）の一次側のオン時該
   トランス（Ｔ１）の二次側に発生する電圧を可飽和リア
   クタ（ＳＲ）を経て整流ダイオード（Ｄ１）に加えて整
   流し平滑チョーク（Ｌ１）を経て負荷（ＲＬ１）に加え
   るとともに、トランス（Ｔ１）の一次側のオフ時該平滑
   チョーク（Ｌ１）の発生電圧を転流ダイオード（Ｄ２）
   を経て負荷（ＲＬ１）に加えることによって直流出力を
   発生し、該直流出力に応じて制御電流を発生して前記可
   飽和リアクタ（ＳＲ）に流すことによって該出力電圧を
   安定化するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記可飽和
   リアクタ（ＳＲ）に対して、コンデンサ（Ｃ４）と抵抗
   （Ｒ５）の並列回路とダイオード（Ｄ９）との直列回路
   を並列に接続したことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバー
   タ。