JPH0427797B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

この発明は可飽和リアクタを用いた磁気増幅器
を具備する電圧共振形等の高周波スイツチング回
路に関する。 周知のように、電子計算機の周辺機器や一般通
信機用の安定化電源は仕様として小電圧、大電流
を要求するが、近年このような用途に小形、軽
量、高効率という利点を持つスイツチング式電源
が多く使われている。電圧あるいは電流共振波形
を用いたスイツチング電源はトランジスタやサイ
リスタ等の主スイツチング素子のスイツチング効
率が良く、且つ低雑音で動作する等の長所があ
る。しかし、共振波形を保持しながら制御できる
出力電力の範囲が狭い等の欠点もある。従来共振
波形を利用したスイツチング回路の代表的なもの
として、特にシングルエンデイドスイツチング回
路では準Ｅ級スイツチング回路がある。これは外
部回路を工夫してスイツチング素子の端子電圧波
形が共振の弧を描くようにしたものでその場合、
スイツチング周期、導通幅および外部回路定数を
所定の条件に設定する必要がある。この電圧共振
波形を利用した準Ｅ級スイツチング回路の電力変
換効率は動作周波数100KHzで90％以上得られる。 一方、ハーフブリツジスイツチング回路ではス
イツチ素子を流れる電流波形が共振の弧を描くよ
うに周辺回路を工夫してある。この電流の共振波
形を利用するスイツチング回路はスイツチ素子が
サイリスタの場合強制転流回路が省略でき有効で
ある。しかしながら、上述の共振形スイツチング
回路において、共振周波数は外部回路の素子値の
組合せで決まる。このため、共振波形を利用した
スイツチング回路を安定化電源や電力増幅器に応
用した場合出力電力の制御をするのが複雑にな
る。例えば、通常のフオワード形スイツチ回路で
は単にスイツチングの導通幅を変えるだけで容易
に電力制御できるのに対し、共振波形を利用した
スイツチ回路では導通幅を変えると同時にスイツ
チング周期も所定の関係で変えなければ共振波形
を保ちながら電力制御はできない。即ち、出力電
力を増大するために導通幅を広げると共振の弧の
幅は一定なので、結果的にスイツチング周期も長
くする必要がある。したがつて、その制御構成も
複雑となる。また、たとえその複雑な制御回路を
作つて出力電力の制御ができても可変範囲が狭
く、安定化電源や電力増幅器を構成するには不十
分である。 上記欠点を解決する一つの方法として、出力回
路には電圧制御形の磁気増幅器を用いる方式があ
る。この磁気増幅器を構成する主要部は可飽和リ
アクタであり、可飽和リアクタの鉄心の磁気に関
するヒステリシス曲線の角形性が磁気増幅器の性
質を左右することは言うまでもない。磁気増幅器
を正しく動作させるためには通常直流における角
形比90数％のものを用いる。しかし、従来の如く
角形比が85〜95％程度のパーマロイ等をそのまま
100KHz程度の高周波スイツチ回路に適用すると、
うず電流損失により発熱を生じ磁気増幅器の機能
を損うことになる。 本発明は上記の点に鑑み、高周波でも高効率で
安定に動作する磁気増幅器を備え、高周波領域で
の良好なスイツチング特性を有する高周波スイツ
チング回路を提供する事を目的とする。 本発明は、 直流電源が所定周期、所定導電幅で開閉される
スイツチング素子を介して変成器の一次側に供給
されてなるスイツチング回路からなる電力供給回
路と、 前記変成器の二次側に接続され可飽和リアクタ
を用いて構成される磁気増幅器と、 前記磁気増幅器に接続される整流平滑回路及び
負荷とを具備し、 前記可飽和リアクタを （Co_1-a-b-cFe_aNi_bM_c）_1-dX_d 0.04≦ａ≦0.15 ０≦ｂ≦0.10 0.005≦ｃ≦0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Nb、Cr、Mo、Ｖ、Ta、Ti、Zr、Ｗか
ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Si ただしSiを含有する場合のSi量は25原子％以下 で示され、かつ20〜100KHzで磁気ヒステリシス
曲線のB_r／B₁₀が85％以上、保磁力H_cが0.35Oe以
下の特性を有するCo基非晶質磁性合金で構成し
たことを特徴とする高周波スイツチング回路であ
る。 本発明では、共振波形を利用したシングルエン
デイドスイツチング回路における変成器の二次側
にスイツチングに伴つて正、負の電圧が交互に発
生することに着目し、変成器の二次側に磁気増幅
器を設け、この磁気増幅器における可飽和リアク
タを変成器の二次側出力電圧が正（または負）の
期間中に飽和させて、負（または正）の期間中に
リセツトするようにする。そして、磁気増幅器に
設けられた可変抵抗素子によつて可飽和リアクタ
の飽和タイミングを制御するとともに、上記可飽
和リアクタの磁気特性を適切に選ぶことにより、
負荷に供給される電力を正確、且つ、高効率に制
御する。この場合、スイツチング回路の共振設定
条件を変える必要はなく、また磁気増幅器の制御
によつて電力変換効率が劣化する事もない。共振
波形を利用したシングルエンデイドスイツチ回路
以外でも本発明にかかる磁気増幅器を用いること
により同様の効果が期待できる なお本発明は非晶質合金の高周波特性を見出だ
したことを基本とするものである。すなわち低周
波領域では、他の材料に比べ優れていることはな
くとも、高周波領域では格段に優れたれ磁気特性
を示すことを見出だし、その非晶質合金をスイツ
チング回路に適用し、スイツチング周波数の高周
波化、電源効率の向上などの効果を実現したのが
本発明である。以下に本発明に用いる非晶質合金
の 組成限定理由を詳細に説明する。本発明に用
いる非晶質磁性合金は前記の如く、 （Co_1-a-b-cFe_aNi_bM_c）_1-dX_d 0.04≦ａ≦0.15 ０≦ｂ≦0.10 0.005≦ｃ≦0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Nb、Cr、Mo、Ｖ、TaTi、Zr、Ｗから
選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Si ただしSiを含有する場合のSi量は25原子％以下 で示され、かつ20〜100KHzで磁気ヒステリシス
曲線のB_r／B₁₀が85％以上、保磁力H_cが0.35Oe以
下の特性を有するCo基非晶質磁性合金である。 磁気特性に直流特性と交流特性（高周波特性）
がある周知のことであり、非晶質磁性合金の角型
比の向上に磁場中熱処理が有効であることは知ら
れていたが、これは直流特性に関してであり、磁
場中熱処理により高角型比を実現した非晶質磁性
合金の高周波領域における磁気特性は、角型比こ
そ高いもののヒステリシスループが歪み、かつ保
磁力が大きくなるため、損失が大きく到底実用に
は耐えられるものではない。この傾向は特にFe
基非晶質磁性合金の場合に顕著である。本願発明
者らは磁場中熱処理なしで交流特性、特に高周波
領域での磁気特性の向上を実現できないかと研究
をすすめた。その結果、Co基非晶質磁性合金に
おいて熱処理時に磁場を印加しないと、直流特性
こそ磁場中熱処理に比較して劣るものの高周波領
域ではその特性が逆転し、非常に良好な磁気特
性、すなわち高角型性及び低保磁力を実現できる
ことを見出したのである。 Feは高角型性及び低保磁力を達成するのに必
須の元素であり、その含有量ａは0.04≦ａ≦0.15
の範囲に限定する。ａ＜0.04ではFe添加の効果が
表われず、ａ＞0.15ではかえつて角型性及び保磁
力特性が低下してしまう。 Niの少量の添加は、キユリー点の調整磁気特
性の向上に有効であるが余り過剰の添加は飽和磁
束密度の低下、キユリー点の低下などの不具合を
生じるおそれがあるため、Ni含有量ｂはｂ≦0.10
とする。 Nb、Cr、Mo、Ｖ、Ta、Ti、Zr、Ｗから選ば
れる少なくとも一種の元素であるＭは高周波領域
における低保磁力化などの磁気特性向上に有効な
元素であり、高角型性及び低保磁力を製造性良く
実現するために必須の元素である。その含有量ｃ
は0.005≦ｃ≦0.10とする。余り少ないとＭ元素
添加効果が表われ難く、過剰な添加はかえつて高
周波領域の保磁力増加、角形比の低下などの高周
波領域における磁気特性を低下し、更には脆くな
つて取り扱い難くなつてしまうためこの範囲とす
る。 次にＸ（ＢまたはＢ＋Si）であるが、これは非
晶質合金を得るために必要な元素である。この含
有量ｄは0.15≦ｄ≦0.30とする。この範囲外では
非晶質化が困難となるばかりか高周波領域におけ
る磁気特性の向上の効果を得ることが困難であ
る。またSiの過剰添加は磁気特性の低下を招くた
め全体の25原子％以下とする。 以下、この発明の一実施例について図面を参照
して説明する。 第１図において、１１は直流電源であり、この
電源１１の正極はスイツチング素子例えばトラン
ジスタ１２ののコレクタに接続される。このトラ
ンジスタ１２のベースには所定周期、所定導通幅
のスイツチングパルスＰが供給され、これにより
周期的に開閉作動される。このトランジスタ１２
のエミツタは変成器１３の一次巻線１３₁を介し
て前記電源１１の負極端に接続される。この変成
器１３の一字巻線１３₁には共振用コンデンサ１
４が並列接続され、前記トランジスタ１２のコレ
クタ、エミツタ間にはダンパダイオード１５が図
示極性で接続される。これらトランジスタ１２、
変成器１３、共振用コンデンサ１４、ダンパダイ
オード１５はシングルエンデイドスイツチング回
路１６を構成している。 一方、前記変成器１３の二次巻線１３₂，１３₂
（一次巻線と二次巻線との巻線比はｎ：１）の一
端部にはコイル１３₃を介して可飽和リアクタ１
７の一端が接続され、このリアクタ１７の他端は
環流ダイオード１８のカソードに接続される。こ
のダイオード１８のアノードは可変抵抗１９を介
して前記二次巻線１３₂の他端部に接続される。
これら二次巻線１３₂、コイル１３₃、可飽和リア
クタ１７、環流ダイオード１２、可変抵抗１９は
レミー形と称される電圧制御磁気増幅器２０を構
成している。 また、前記可飽和リアクタ１７の他端部には整
流ダイオード２１のアノードが接続され、このダ
イオード２１のカソードは負荷２２を介して前記
変成器１３の二次巻線１３₂の他端部に接続され
る。この負荷２２には平滑用コンデンサ２３が並
列接続され、このコンデンサ２３とダイオード２
１によつて平滑回路２４を構成している。 尚、シングルエンデイドスイツチング回路１６
はトランジスタ１２の両端にかかる電圧が正弦波
の弧になるような動作をするようにトランジスタ
１２のスイツチング周期および導通幅、共振用コ
ンデン１４の容量値、変成器１２の励磁インダク
タンス等の値が相互に定められている。さらに、
磁気増幅器２０は自己帰還がかかるように変成器
１３の二次側の正負の出力電圧に対応させて可飽
和リアクタ１７のアンペア・ターンが設定されて
いる。 上記構成において、仮に、磁気増幅器２０を除
去し、変成器３の二次側を直接整流平滑回路２４
に接続すると、シングルエンデイドスイツチング
回路１６の二次側、つまり変成器１３の二次側に
誘起され、平滑回路２４に印加される電圧波形
は、第２図ｂに点線で示すようになることが知ら
れている。即ち、トランジスタ１２が時刻ｔ＝０
において導通されると、入力直流電源１１から変
成器１３の励磁インダクタンスL₁と洩れインダ
クタンスL₂（第３図参照）との並列合成インダク
タンスに電流が供給される。このとき、上記合成
インダクタンスに流れる電流は、第２図ａに点線
で示すように直接的に増加する。そして、所定時
間経過後、時刻ｔ＝tonでトランジスタ１２が急
激に非導通になると、上記の合成インダクタンス
に流れていた電流は慣性を持つているため、その
まま共振用コンデンサ１４に流れ込む。しかし、
この流れ込む方向は入力直流１１に対し負方向に
なるため、充電が進めば共振用コンデンサ１４の
端子電圧は入力直流電源１１の電圧＋Einの値か
ら徐々に減少してやがて負となり、負の最大値を
経て再び＋Einに戻つてくる。この様子を変成器
１３の二次側電圧波形として示したのが第２図ｂ
の点線である。この共振用コンデンサ１４の端子
電圧波形の変化の特徴は、正電位の時と負電位の
時との面積（電圧Ｘ時間）の比が0.5〜２と比較
的少ないことである。 以上の点を念頭において、第１図の動作を説明
する。なお第２図ｂの実線は磁気増幅器に印加さ
れる電圧を示し、第２図ｃは平滑回路に入力され
る磁気増幅器２０の出力電圧（E′_put）を示してい
る。先ず、トランジスタ１２が導通になつた時、
変成器１３の極性を考えると整流ダイオード２１
も導通になる。そして、定常状態になると平滑用
コンデンサ２３と負荷２２との並列回路は一つの
電池と等価になる。これらのことから第１図の等
価回路は第３図ａに示すようになる。尚、Ｔは理
想変成器であり、３０は前記等価的な電池であ
る。この場合、トランジスタ１２の導通初期にお
いて、可飽和リアクタ１７は飽和しないため、こ
のインピーダンスは非常に高い。したがつて、入
力直流電源１１から流れ出す電流はほとんど変成
器１３の励磁インダクタンスL₁にだけ流れる。
この様子を示したのが第２図ａに示す実線のｔ＝
０〜t_cの期間である。その後、可飽和リアクタ１
７が飽和すると、そのインピーダンスはほとんど
零になるため、第１図の等価回路は第３図ｂに示
すようになる。この第３図ｂの状態においては、
入力直流電源１１から洩れインダクタンスL₂を
経由して電池３０に流れ込む電流が急激に励磁イ
ンダクタンスL₁に加えられるため、入力直流電
源１１から流れ出る電流の傾斜は大きくなる。こ
の様子を示したのが第２図ａに示す実線のｔ＝t_c
〜tonの期間である。この期間では、可飽和リア
クタ１７の端子電圧はほとんど零になる。 次に、トランジスタ１２が非導通になると、入
力直流電源１１は切り離され、しかも可飽和リア
クタ１７は飽和しているため、第１図の等価回路
は第３図ｃに示すようになる。この場合、ｔ＝
tonにおいて変成器１３に流れていた励磁電流と
負荷２２に流れる電流との和は慣性を持つている
ため、共振用コンデンサ１４に流れ込むようにな
り、このコンデンサ１４の端子電圧を正から負へ
共振の弧を描きながら第２図ｂに示す点線のよう
に変化させようとする。しかし、この状態になる
と帰還ダイオード１８が順バイアスを与えられて
導通し、可飽和リアクタ１７にはこのダイオード
１８と可変抵抗素子１９を介して上記とは逆向き
の電流が流れ始める。即ち、上記洩れインダクタ
ンスに溜つていた電流と上記可変抵抗素子１９に
流れる電流は向きが逆で、重畳して可飽和リアク
タ１７に流れる。洩れインダクタンスに溜つてい
た電流が流れている期間は第２図ｂに示すｔ＝
ton〜tmであるが、この電流が零になる過程と可
飽和リアクタ１７の磁束の変化との対応は、第４
図に示す如く飽和磁束密度Bsから徐々に活性に
戻り、残留磁束密度Brまで移行する。この飽和
磁束密度Bsから残留磁束密度Brまでの磁束密度
の変化は通常ほとんど平坦に近いので可飽和リア
クタ１７の端子間インピーダンスは極端に低い。
その結果、第２図bt＝ton〜tmに示すように可飽
和リアクタ１７の端子間にはすでにリセツトパル
スがかかつているのにもかかわらず電位が低い。
この洩れインダクタンスに溜つていた電流が流れ
切つた後、可飽和リアクタ１７のコア内の磁束密
度は単に変成器１３の二次側に誘起しているフラ
イバツクパルスで残留磁束密度Brより更に低く
なり、活性領域内を変化する。そして一番低くな
る磁束密度Bominは第２図ｂの電圧波形で時刻
ｔ＝tonからtdまでの面積Ｂを可飽和リアクタ１
７の巻回数μとそのコアの断面積Ｓで割つた値で
ある。また、時刻ｔ＝td以後可飽和リアクタ１７
には正の電位がかかるため、可飽和リアクタ１７
の磁束密度は再び上昇し始める。そして、第２図
ｂに示す時刻ｔ＝tdからＴ＋tcまでの電圧面積Ａ
が上記の面積Ｂと等しくなつた時可飽和リアクタ
１７のコアは飽和し、この端子間インピーダンス
はほとんど零になる。したがつて、第１図の等価
回路は第３図ｂのようになり、負荷２２に電力が
供給される。 以上の説明で明らかなように、可飽和リアクタ
１７のコアのヒステリシス特性が第４図に示すよ
うに矩形であればある程第２図ｂの時刻ｔ＝tc、
tm、tdでの波形の時間変化が急岐になり良好な
動作が得られる。したがつて、スイツチング回路
の動作周波数でも第４図のヒステリシス特性が保
持されていることが絶対の条件になる。しかしな
がら、通常のセンデルタ等の角形比の大きな材料
では確かに直流でヒステリアス曲線を描かせると
第５図ａに示すようなヒステリシス曲線になる
が、これを100KHz程度の高い周波数で同様にヒ
ステリシス曲線を描かせると第５図ｂのように肩
が張つてくるとともに、保磁力が極端に大きくな
る。これはコアの板厚を10μｍ程度まで薄くして
も改善できない材質のそのものの性質である。こ
のような特性のコアを用い、100KHz程度の高周
波スイツチング波形を制御した場合、第２図ｂに
示すような電圧波形を得ることは困難である。即
ち、同図の時刻ｔ＝te、tm、tdで各々波形が尾
を引きやがては制御不能になる。 一方、非晶質磁性合金等の磁性材料を用いると
直流時の角形比Br／B₁₀は第６図ａに示すように
40〜50％程度とセンデルタ等には及ばないが50K
Hz程度の高い周波数では94％と角形比が大きくな
り、磁気増幅器を構成することが可能となる。ま
た、更に重要な要素は保磁力Hcである。この点
について直流での角形比の大きな従来のセンデル
タ等の磁性材料は直流の保磁力Hcは小さいが、
高周波ではうず電流損が増大し、見かけ上の保磁
力Hc′は非常に大きくなる。センデルタ等はこの
うず電流損の発熱だけで20KHz以上では使用不能
となる。これに対して、非晶質磁性合金はうず電
流損の重畳分を含んでも未だ磁気増幅の機能を失
なわない。第７図に従来の代表的な磁気増幅器用
磁性材料センデルタｉおよび（Co_0.09Fe_0.06Cr_0.04）
₇₇Si₁₀B₁₃からなるCo系非晶質磁性合金ｋについ
て、角形比Br／B₁₀の周波数依存性を示す。ま
た、第７図中点線は測定不能になる周波数で磁気
増幅器の機能をしなくなることを示す。上記Co
系非晶質磁性合金ｋは直流時の角形比Br／B₁₀が
29％でしかなかつたものが100KHzで94％にも達
し、十分磁気増幅器として使用できる。同様に、
第８図に、従来例としてのセンデルタｉ、および
本発明に係る（Co_0.88Fe_0.06Cr_0.03Ni_0.03）₇₅Si₁₀B₁₅
非晶質合金ｌ、（Fe_0．45Ni_0．55）₇₈Si₁₀B₁₂非晶質
合金ｍの保磁力Hcの周波数依存性を示した。こ
こでセンデルタは20KHzでも保磁力Hcが0.9Oeも
あり、しかも20KHz以上では測定不可能な程大き
な値を示した。 また他の本発明に係る非晶質磁性合金を用いた
場合の各種磁気特性を次表に示す。

【表】 なお以上説明した非晶質磁性合金はいずれも溶
湯急冷で非晶質合金薄体製造後、無磁場中熱処理
を施したものである。例えば表中のCo基非晶質
磁性合金（C_p0.88Fe_0.06Ni_0.04Nb_0.02）₇₅Si₁₀B₁₅に対
しては、非晶質合金薄帯に、420℃×30分の無磁
場中熱処理を施した後、急冷（空冷）の条件の熱
処理を加えてある。 以上より、高周波スイツチング回路に用いる磁
気増幅器用の磁性材料としては本願組成で20〜
100KHzの動作周波数で保磁力Hcが0.35Oe以下、
且つ角形比Br／B₁₀が85％以上のものが望ましい
ことが分かる。即ち、第９図に示す点Ａ、Ｂ、
Ｃ、Ｄで囲まれた領域の非晶質磁性合金が良い。
尚、第９図は周波数をパラメータとしてBr／
B₁₀、Hcを示したもので、Ｘ印は直流、印□・は
10KHz、□・印は20KHz△・印は50KHz、＊印は100K
Hzである。その他、第７図、第８図と同一部分に
は同一符号を付する。 また、上記のような磁性特性を持つた磁気増幅
器の適用回路は第１図に限られるものではなく、
第１０図に示すように負荷回路に電流平滑用チヨ
ークコイル５０および還流用ダイオード５１が設
けられたスイツチング回路にも適用できることは
勿論である。また、第１０図において、第１図と
同一部分には同一符号を付する。 第１図に示した回路を用い、スイツチング周波
数を50KHzとし、非晶質合金として表の上から３
番目の組成の合金を用いた場合について電源効率
を測定したところ約85％と高効率であつた。比較
のための本発明の組成範囲外の非晶質合金
（Co_0.82Fe_0.06Nb_0.12）₇₅Si₁₀B₁₅［20KHzの保磁力
1.3Oe、Br／B10＝0.99］を用いた場合は電源効
率が約67％と低いものであつた。 以上、詳述したようにこの発明によれば、所定
の非晶質磁性合金からなり、かつ20〜100KHzの
動作周波数で保磁力Hcが0.35Oe以下、且つ角形
比Br／B₁₀が85％以上の非晶質磁性合金によつて
可飽和リアクタを構成することにより、高周波で
も高効率で安定に動作する磁気増幅器を構成で
き、高周波領域での良好なスイツチング特性を有
する高周波スイツチング回路を得ることができ
る。また電圧共振形の回路の場合はシングルエン
デイドスイツチング回路の電圧共振形を保持しな
がら容易、且つ広範囲に出力電力を制御できる電
圧共振形高周波スイツチング回路を得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係わる電圧共振形高周波ス
イツチング回路の一実施例を示す回路構成図、第
２図ａ乃至ｃはその動作を説明するための波形
図、第３図ａ乃至ｃは第１図の各動作期間におけ
る等価回路図、第４図は代表的な磁気増幅器用磁
性材料のヒステリシス曲線を示す図、第５図ａ，
ｂ、第６図ａ，ｂはそれぞれ直流と交流とで変化
するヒステリシス曲線の例を示す図、第７図は各
磁性材料の角形比の周波数依存性を示す図、第８
図は各磁性材料の保磁力Hcの周波数依存性を示
す図、第９図はBr／B₁₀、Hcを周波数をパラメ
ータとして各材料別に示す図、第１０図は他の実
施例を示す回路構成図である。 １１……入力直流電源、１２……トランジス
タ、１３……変成器、１４……共振用コンデン
サ、１５……ダンパダイオード、１７……可飽和
リアクタ、１８，２１，５１……ダイオード、１
９……可変抵抗、２２……負荷、２３……平滑コ
ンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源が所定周期、所定導電幅で開閉され
   るスイツチング素子を介して変成器の一次側に供
   給されてなるスイツチング回路からなる電力供給
   回路と、 前記変成器の二次側に接続され可飽和リアクタ
   を用いて構成される磁気増幅器と、 前記磁気増幅器に接続される整流平滑回路及び
   負荷とを具備し、 前記可飽和リアクタを （Co_1-a-b-cFe_aNi_bM_c）_1-dX_d 0.04≦ａ≦0.15 ０≦ｂ≦0.10 0.005≦ｃ≦0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Nb、Cr、Mo、Ｖ、Ta、Ti、Zr、Ｗか
   ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Si ただしSiを含有する場合のSi量は25原子％以下 で示され、かつ20〜100KHzで磁気ヒステリシス
   曲線のB_r／B₁₀が85％以上、保磁力H_cが0.350e以
   下の特性を有するCo基非晶質磁性合金で構成し
   たことを特徴とする高周波スイツチング回路。 ２ 前記スイツチング回路はシングルエンデイド
   スイツチング回路を用いたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の高周波スイツチング回
   路。 ３ 電圧共振形であることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の高周波スイツチング回路。