JPS63186560A - 電圧共振形高周波スイッチング回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は賀ＦＥ共４砒形高周波スイッチング回路に関
する。

明知のよう・、で、電子計算機の周辺機器や一般通信機
用の安定化電源は仕様として小シ圧、大電流を要求する
が、近年このような用途に小形、怪看、高効率という利
点を持つスイッチング式電渾が多く使われている。４圧
あるいは電流共振波形を用いたスイッチング電源はトラ
ンジスタやサイリスタ等の主スイッチ／グ素子のスイッ
チング効率カ艮く、且つ低雑音で動作する等の長所がち
る。しかし、共撮波形を保持しなから制何できる出力電
力の範囲が狭い等の欠点もある。従来共振波形を利用し
たスイッチング回路の代表的なものをして％にシングル
エンディドスイノチング回路では准１°スＴ：余な Ｅ級スイッチング回路がある。これは外部回路を期、導
通幅および外部回路定数を所定の条件に設定する必要が
ある。この電圧共賑波形を利用した準Ｅ級スイッチング
回路の電力変換効率は動作周波数１００　ｆＧ（ｚで９
０％以上得られる。

一方、ハーフブリッジスイッチング回路ではスイッチ素
子を流れる電流波形が共振の弧を描くように周辺回路を
工夫しである。この電流の共振波形ヲ利用するスイッチ
ング回路はスイッチ素子がサイリスタの場合強制転流回
路が省略でき有効である。しかしながら、上述の共成形
スイッチング回路において、共振周彼数は外部回路の素
子値の、組合せで決まる。このため、共振波形を利用し
たスイッチング回路を安定化電源や成力増幅器に応用し
た場合出力電力の制御をするのが複雑になる。

例えば、通常のフォワード形スイッチ回路では単にスイ
ッチングの導通幅を変えるだけで容易に電力制御できる
のに対し、共振波形を利用したスイッチ回路では導通幅
を変えると同時にスイッチング周期も所定の関係で変え
なければ共振波形を保ちながら電力制御はできない。即
ち、出力電力を増大するために導通幅を広げると共振の
弧の幅は一定なので、俯果的にスイッチング周期も長く
する必要がある。したがって、その制御構成も複雑とな
る。また、たとえその複雑な制御回路を作って出力電力
の制御ができても可変範囲が快く、安定化電源や電力増
゛扁器を構成するには不十分である。

上記欠点を解決する一つの方法として、出力回路１；電
圧制御形の磁気増幅器を用いる方式がある。

この磁気増幅器を構成する主要部は可飽和リアクタであ
り、可飽和リアクタの鉄心の磁気に関するヒステリシス
曲線の角形性が磁気増幅器の性質を左右することは言う
までもない。磁気増幅器を正しく動作させるためには通
常直流における角形比９０数多のものを用いる。しかし
、従来の如く角形比が３５〜９５％程度のパーマロイ等
をそのまま１００　ＫＨｚ程度の高周波スイッチ回路に
適用すると、うず電流損失により発熱を生じ磁気増幅器
の機能を損うことになる。

本発明は上記の点に鑑み、高周波でも高効率で安定に動
作する磁気増幅器を、？＋ｉ、Ｌ、シングル二ンディド
スイノチング回路のシ圧共振波形を保持しなから４易、
かつ広範囲に出力電力を制御できる戒王共妓形高周波ス
イッチング回路を提供する事を目的とする。

±発明す、シングルエフディトスイッチング回路しく成
器り二次側に接続される可飽和リアクタを （ＣｏｕＦｅｖＮｉｗ）、、）０−２　Ｘ２０　＜　ｕ
　”；　１．０　　０　ｒ　ｖ≦１，０　　（１≦−Ｖ
≦０．７　１５＜ｚ’：３０ｕ＋ｖ＋ｗ＝１．０　　Ｘ
はＰ、Ｂ、Ｃ，Ｓ弓Ｇａ）少なくとも１種又は必要に応
じＦｅの一部を１０原子係以下のＣｒ、Ｍｎ、Ｎｂ、Ｔ
ｉ　、Ｚｎ、〜Ｖ、Ｔａ、Ｖ、Ｈｆハ１ｏから選ばれる
少なくとも一種の元素で置換し、かつ２０　ＫＨｚ以上
の嬰波数で磁気ヒステリシス曲線の角形比Ｂｒ／／Ｂ１
ｏ　が８１）４以上、保磁力Ｈｃが０．６エルステソド
以下の非晶質磁性合金で構成するというものである。

二光明で°は、共振波形を利用したシングルエンディド
スイッチング回路に←けろ変成器の二次側にスイッチン
グに伴って正、負の成田が交互に発生することに着目し
、変成器の二次側に磁気増幅器を設け、この磁気増幅器
における可飽和リアクタを変成器の二次側出力電圧が正
（または負）の期間中に飽和させて、負（または正）の
期間中にリセットするよう＜ｔＣする。そして、ｌ気増
幅器に設けられた可変抵抗素子によって可飽和リアクタ
の飽和タイミングを制御するとともに、上記可飽和リア
クタの磁気特性を適切に選ぶことにより、負荷に供給さ
れる・成力を正確、且つ、高効率に制（至）する。この
場合、スイッチング回路の共丁辰設定条件を変える必要
はなく、また磁気増幅器の制御によって電力変換効率が
劣化する墨もない。

なお本発明における組成の限定は以下の理由による。Ｎ
ｉはその含有量が７（］京子係を越えると飽和磁束密度
及びキューリ一温度が唖端に低くなる為にこの範囲とし
だ。またＸ（Ｐ、Ｂ、Ｃ，Ｓｉ、Ｏａの少なくとも一種
）は非晶質組織化を助成する元素でちるが、これらの内
生なくとも１種の含有量が１５原子チ未満又は３「）原
子チを越えると非晶質化が困難になると共に２０　）Ｇ
ｌｚ以上の高周波域での高角形比低保磁力を得ることが
不可能となる為１５−３０原子チとした。さらにＦｅ（
又はＣｏ）の内１０原子係以下を置換しうるＯｒ　、ｋ
ｉｎ　、Ｎｂ　、　Ｔ；　、　Ｚｒ。

Ｗ、Ｔａ、Ｖ、Ｈｆ　、Ｍｏの少なくとも一種は１０原
子チを越えると非常に憧くなり実用上の取扱い、使用が
困錐となる上、さらに２０ＩＧ（ｚ以上の高周波域にお
ける角形比の低下、保磁力の増加の原因となる為、この
範囲としだ。

なお本発明においては上記１ＪｌＫを選択する事により
、本願目的を達成する事が出来るが特に高周波域で慶れ
た高角形比、低保磁力とする為には、１１　（Ｃｏｌ　
ａ−ｂ　（Ｆｅａ　Ｎｉｂ　Ｍｃ）Ｈ（Ｉ　Ｘ（ＩＮｌ
はＮｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ　、Ｚｒ−、Ｗの
少なくとも一種 からなる非晶質磁性合金を用いる事が好ましい。

以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。

第１図において、１１は直流電源であり、この電源１１
の正極はスイッチング素子例えばトランジスタ１２のコ
レクタに接続される。このトランジスタ１２０ベースに
は所定周期、所定導通幅のスイッチングパルスＰが供給
され、これにより周期的に開閉動作される。このトラン
ジスタ１２ののエミッタは変成器１３の一次巻線１３．
を介して前記電源１１の負極端に接続される。この変成
器１３の一字巻線１３．には共１辰用コンデンサ１４が
並列接続され、前記トランジスタ１２のコレクタ、エミ
ッタ間にはダンパダイオード１５が図示極性で接続され
る。これらトランジスタ１２、変成器１３、共振用コン
デンサ１４、ダンパダイオード１５はシングルエノディ
ドスイノチング回路１６を構成している。

一方、前記変成器１３の二次巻＠１３２の一端部Ｉｃは
コイル１３３を介して可飽和リアクタ１７の一端が接続
され、このリアクタ１７の他端は環流ダイオード１８の
カソードに接続される。このダイオード１８のアノード
は可変抵抗１９を介して前記二次巻＠１３２の他端部に
接続される。これら二次巻＠１３２、コイル１３３、可
飽和リアクタ１７、環流ダイオード１２、可変抵抗１９
４レミー形と称される電圧制御磁気増幅器２０を構成し
ている。

また、前記可飽和リアクタ１７の他端部には整流ダイオ
ード２１のアノードが接続され、このダイオード２１の
カソードは負荷２２を介して前記変成器１３の二次巻線
１３２の他端部に接続される。

この負荷２２には平滑用コンデンサ２３が並列接続され
、このコンデンサ２３とダイオード２１によって平滑回
路２４を構成している。

尚、シングルエンディトスイノチング回路１６はトラン
ジスタ１２の両端にかかる電圧が正弦波の弧になるよう
な動作をするようにトランジスタ１２のスイッチング周
期および導通幅、共振用コ／デン１４の容量値、変成器
１２の励磁インダクタンス等の値が相互に定められてい
る。さらに、磁気増幅器２０ｉ自己帰還がかかるように
変成器１３の二次側の正負の出力電圧に対応させて可飽
和リアクタ１７のアンペア−ターンが設定されている。

上記構成において、仮に、磁気増幅器２０を除去し、変
成器３の二次側を直接整流平滑回路２４に接続すると、
シングルエンディドスイノチング回路１６の二次側、つ
まり変成器１３の二次側に誘起される電圧波形は、第２
図（ｂ）に点線で示すようになることが知られている。

即ち、トランジスタ１２が時刻１＝０において導通され
ると、入力直流電源１１から変成器１３の励磁インダク
タンスＬ、と洩れインダクタンスＬ２　（第３図参照）
との並列合成インダクタンスに電流が供給される。

このとき、上記合成インダクタンスに流れる電流は、第
２図（ａ）に点線で示すように直線的に増加する。そし
て、所定時間経過後、時刻ｔ　＝　ｔｏｎでトランジス
タ１２が急激に非導通になると、上記の合成インダクタ
ンスに流れていた電流は慣性を持っているため、そのま
ま共振用コンデンサ１４に流れ込む、しかし、この流れ
込む方向ｆｄ入力直流１１（で対し負方向になるため、
充電が進めば共振用コンデンサ１４の・１子電圧は入力
直流電源１１の成圧十Ｅｉｎの値から除々に減少してや
がて負としたのが第２図（ｂ）の点線である。この共振
用コンデンサ１４の端子電圧波形の変化の特徴は、正電
位の時と負電位の時との１ｌｆｉ積（成田Ｘ時間）の比
が０５〜２と比較的少ないことである。

以上の点を念頭において、′＠１図の動作を説明する。

先ず、トランジスタ１２が導通になった時。

変成器１３の極性を考えると整流ダイオード２１も導通
になる。そして、定常状態になると平滑用コンデンサ２
３と負荷２２との並列回路は一つの電池と等価になる。

これらのことから第１図の等価回路は第３ｊ図（ａ）に
示すようになる。尚、Ｔは理想変成器であり、３１）は
前記等価的な電池である。

この場合、トランジスタ１２の導通初期（（おいて、可
飽和リアクタ１７は飽和しないため、このインピーダン
スは非常に高い。したがって、入力直流電源１１から流
れ出す電流′吐１・１とんど変成器１３の励磁インダク
タンスＬ、にだけ流れる。この様子を示したのが第２図
（ａ）に示す実線のｌ＝Ｑ〜ｔｃの期間である。その後
、可飽和リアクタ１７が飽和すると、そのインピーダン
スはほとんど零になるため、第１図の等価回路は第３図
（ｂ）に示すようになる。この第３図（ｂｌの状態にお
いては、入力直流電源１１から洩れインダクタンスＬ２
を経由して電池３０に流れ込む電流が急激に励磁インダ
ク示したのが第２図（ａ）に示す実線のｔ　＝　ｔ（ｚ
ｔｏｎの期間である。この期間では、可飽和リアクタ１
７の端子電圧はほとんど零になる。

次ニ、トランジスタ１．２が非導通になると、入力直流
電源１１は切り雌され、しかも可飽和リアクタ１７は飽
和しているため、第１図の等価回路は第３Ｅ（ｃ）に示
すようになる。この場合、１＝ｔｏｎにおいて変成器１
３に流れていた励磁電流と負荷２２に流れる電流との和
は慣性を持っているため、＃嘔用コンデンサ１４に流れ
込むようになり、このコンデンサ１４の媚子鑞圧を正か
ら負へ共イ１の弧を描きながら第２図ｆｂ）に示す点線
のように変化させようとする。しかし、この状態になる
と号還ダイオード１８が１員バイアスを与えられて導通
し、可飽和リアクタ１７にはこのダイオード１８と可変
抵抗素子１９を介して上記とは逆向きの電流が流れ始め
る。即ち、上記洩れインダクタンスに溜っていた電流と
上記可変抵抗素子１９に流れる電流は同きが逆で、重畳
して可飽和リアクタ１７に流れる。洩れインダクタンス
に溜っていた電流が流れている期間は第２１図（１））
に示すｔ＝ｔｏｎ〜１ｍであるが、この電流が零になる
過程と可飽和リアクタ１７の磁束の変化との対応は、第
４図に示す如く飽和磁束密度Ｂｓから徐々に活性に戻り
、残留磁束密度Ｂｒまで移行する。この飽和磁束密度Ｂ
ｓから残留磁束密度Ｂｒまでの磁束密度の変化は通常は
とんど平坦に近いので可飽和リアクタ１７の端子間イン
ピーダンスは極端に低い。その結果、第２図（ｂ）　ｔ
　＝　ｔｏｎ−ｔｍに示すように可飽和リアクタ１７の
端子間にはすでにリセノトパルス、５Ｆかかっているの
にもかかわらず電位が低い。

この洩れインダクタンスに溜っていた電流が流れ切った
後、可唱和リアクタ１７のコア内の磁束密度は単に変成
器１３の二次側に銹起しているフライバックパルスで残
留磁束密度Ｂｒ　より更に低くなり、活性領域内を変化
する。そして一番低くｉる磁束密度Ｂｏｍｉｎは第２１
図（ｂ）の電圧波形で時刻ｔ＝　ｔｏｎからｔｄまでの
面積Ｂを可飽和リアクタ１７の巻回数μとそのコアの断
面積Ｓで割った値である、また、時刻ｔ　＝　ｔｄ以後
可吻飽和アクタ１７には正の電位がかかるため、可飽和
リアクタ１７の磁束密度は再び上昇し始める。そして、
第２図（ｂ）に示す時刻ｔ　二？ｄからＴ十ｔｃまでの
シ圧面積Ａが上記の面積Ｂと等しくなった時可飽和リア
クタ１７のコアは飽和し、この端子間インピーダンスは
（・１とんど零になる。したがって、第１図の等価回路
は第３図（ｂ）のようになり、負荷２２に電力が供給さ
れる。

以上の説明で明らかなように、可飽和リアクタ１７のコ
アのヒステリシス特性が第４図に示すように矩形であれ
ばある程第２図（ｂ）の時刻ｔ　＝　ｔｃ。

ｔ″ｒ１．ｔｄでの波形の時間変化が急岐になり良好な
動作が得られる。したがって、スイッチング回路の動作
周波数でも第４図のヒステリシス特性が保持されている
ことが絶対の条件になる。しかしながら、通常のセンデ
ルタ等の角形比の大きな材料では確かに直流でヒステリ
シス曲線を描かせると第５１；］　（ａ）に示すような
ヒステリシス曲線になるが、較 これを１００ＫＨｚ程度の高い周波１同様にヒステリシ
ス曲線を描かせると第５図（ｂ）のように肩が張ってく
るとともに、保磁力が極端に大きくなる。

これはコアの板厚を１０μ「ｎ程度まで薄くしても改善
できない材質のそのものの性質である。このような特性
のコアを用い、１００　ＫＨｚ程度の高周波スイッチン
グ波形を制御した場合、第２図ｔｂ）に示すようなシ圧
波形を得ることは困難である。即ち、同図の時刻ｔ＝ｔ
ｅ、１ｍ、ｔｄで各々波形が尾を引きやがては１制御不
能になる。

一方、非晶質磁性合金等の磁性材料を用いると直流時の
角形比計／　Ｂ　＋　ｏは第６図（ａ）に示すよう（で
４０〜５０チ程度とセンデルタ等には及ばないが５０　
）Ｇ′ｌｚ　＠度の高い同波数で、１・ま９４勇と角形
比が大きくなり、磁気増幅器を構成することが可能とな
る。また、更に重要な要素は保磁力Ｈｃである。

この点てついて直流での角形比の大きな従来のセ保磁力
Ｈｃ　／は非常に大きくなる。センデルタ等はこのうず
電流積の発熱だけで２０　ＫＪ（ｚ以上で１吐使用不能
となる。これに対して、非晶質磁性合金はうず電流積の
重畳分を含んでも未だ磁気増幅の機能を失なわない。第
７図に従来の代表的な磁気増幅器用磁性材料センデルタ
ｉおよび（Ｃｏｏ９ｏＦｅｏｏ６Ｃｒｏｏ４）７７Ｓｉ
　ｌ０ＢＩ３からなるＣＯ系非晶質磁性合金ｋについて
、角形比Ｂｒ／Ｂ＋ｏの周波数依存性を示す。また、第
７図中点線は測定不能になる周波数で磁気増幅器の！４
能をしなくなることを示す。上記ＣＯ系非晶質磁性合金
には直流時の角形比Ｂｒ／Ｂ＋ｏが２９壬でしかなかっ
たものが１００ＫＨｚで９４壬にも達し、十分磁気増１
扁器として使用できる。同様に、第８図に、従来例とし
てのセンデルタ１１および本発明に係る（Ｃｏｏｆ３ｓ
Ｆｅｏ、ｏ６Ｎｂｏ、ｏ３Ｎｉ　ｏｏ３）７ｓｓｉ　＋
ｏＢ＋ｓ非晶質合金ｅ　＋　（Ｆｅｏ４ｓＮｉｏｓｓ）
７ｓｓｉ＋ｏＢ＋ｚ非晶質合金ｍ（７）保磁力Ｈｃの周
波数依存性を示した。ここでセンチ’し、’７　！ｄ　
　２０　ＫＨｚでも保磁力ＨＣがＱ、９０ｅもあり、し
かも２０　）Ｇ（ｚ以上で１″は測定不可能な程大きな
値を示した。

また他の本発明に係る非晶質磁性合金を用いた場合の各
種磁気特性を次表に示す。

ユ９、下　金　色 以上より、高周波スイッチング回路に用いる磁気増幅器
用の磁性材料としては本願組成で２０）Ｇ（ｚ以上の動
作周波数で保磁力ＨｃがＱ、５０ｅ以下、且つ角形比Ｂ
ｒ／Ｂ＋ｏが８０チ以上のものが望ましいことが分かる
。即ち、第９図に示す点Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄで囲まれた領域
の非晶質磁性合金が良い。尚、第９図は同波数をパラメ
ータとしてＢｒ　／　Ｂ＋ｏ　ｓ　Ｈ’を示したもので
、Ｘ印は直流、■印は１０　）Ｇ（ｚ　、口印は２０Ｋ
Ｈｚ％、ｈ印は５０１ＧＩｚ　、　Ｈ印は１００）Ｇ（
ｚである。その他、第７図、第８図と同一部分には同一
符号を付する。

また、上記のような磁性特性を持った磁気増幅器の適用
回路は第１図に限られるものではなく、第１　＋）　’
？ｌに示すように負荷回路に電流平滑用チョークコイル
５０および還流用ダイオード５１が設けられたスイッチ
ング回路にも適用できることは勿論である。また、第１
０図において、第１図と同一部分には同一符号を付する
。

以上、詳述したようにこの発明によれば、所定の非晶質
磁性合金からなり、かつ’２０　ＫＨｚ以上の周波数で
磁気ヒステリシス曲線の角形比Ｂｒ／ＢＩＯが８０％以
上、保磁力Ｈａが０．６エルステソド以下の非晶質磁性
合金によって可飽和リアクタを構成することにより、高
周波でも高効率で安定ｌ（動作する磁気増・部器を構成
でき、シングルエンディドスイノチング回路の電圧共振
形を保持しなから容鳩、且つ広範囲に出力電力を制御で
きる”ａ　圧：”：・−杉高８Ｔ皮スイッチング回路を
提供しようとするものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係わる電圧共弓形高周波スイッチン
グ回路の一実施例を示す回路構成図、第２図（ａ）乃至
（Ｃ）はその動作を説明するための波形図、第３図ｆａ
）乃至（ｅ）は第１図の各動作期間における等価回路図
、第４図は代表的な磁気増幅器用磁性材料のヒステリシ
ス曲線を示す図、第５図笹叫、第６図≠榊はそれぞれ直
流と交流とで変化するヒステリシス曲線の例を示す図、
第７図は各磁性材料の角形比の周波数倖存性を示す図、
第８図社各磁性材料の保磁力Ｈｃの周波数依存性を示す
図、第９図ｊｄ　Ｂｒ　／　Ｂｌ□　、　Ｈｃを周波数
をパラメータとして各材料別（Ｃ示す図、第１０図は他
の実施例を□示す回路構成図である。 １１・・入力直流電源、１２・・トランジスタ、１３・
・変成器、１４・・共憑用コンデンサ、１５・・ダンパ
ダイオード、１７・・可飽和リアクタ、１８．２１．５
１−・・ダイオード、１９・・可変抵抗、２２・・負荷
、２３・・・平滑コンデンサ。 代理人　弁理士　則　近　憲　右 司　　　　　松　、ＩＡ　　范之 第　３　図 第　９　図 第　１０　図 犯

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）直流電源が所定周期、所定導通幅で開閉されるスイ
   ッチング素子を介して変成器の一次側に供給されるシン
   グルエンディドスイッチング回路からなる電力供給回路
   と、 前記変成器の二次側に接続され可飽和リアクタを用いて
   構成される磁気増幅器と、 前記磁気増幅器に接続される整流平滑回路および負荷と
   を具備し、前記可飽和リアクタを （ＣｏｕＦｅｖＮｉｗ）＿１＿０＿０−＿ｚＸ＿ｚ０≦
   ｕ＜１．００≦ｖ≦１．００≦ｗ≦０．７１５≦ｚ≦３
   ０ｕ＋ｖ＋ｗ＝１．０ＸはＰ、Ｂ、Ｃ、Ｓｉ、Ｇａの少
   なくとも１種で示され、かつ２０ＫＨｚ以上の周波数で
   磁気ヒステリシス曲線の角形比Ｂｒ／Ｂ＿１＿０が８０
   ％以上、保磁力Ｈｃが０．６エルステッド以下の非晶質
   磁性合金で構成した事を特徴とする電圧共振形高周波ス
   イッチング回路。