JPH04266216A - レベル変換回路 - Google Patents
レベル変換回路Info
- Publication number
- JPH04266216A JPH04266216A JP3026984A JP2698491A JPH04266216A JP H04266216 A JPH04266216 A JP H04266216A JP 3026984 A JP3026984 A JP 3026984A JP 2698491 A JP2698491 A JP 2698491A JP H04266216 A JPH04266216 A JP H04266216A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- channel mos
- mos transistor
- gate
- drain
- waveform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 10
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 6
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims abstract description 6
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 abstract description 3
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はレベル変換回路に関し、
特に同一基板上に設けられた半導体集積回路より構成さ
れCMOSレベルの信号を入力しECLレベルの信号に
変換するレベル変換回路に関する。
特に同一基板上に設けられた半導体集積回路より構成さ
れCMOSレベルの信号を入力しECLレベルの信号に
変換するレベル変換回路に関する。
【0002】
【従来の技術】CMOSの論理振幅は通常5Vであり、
ECL(Emitter−Coupled Logi
c)の論理レベルは−0.9V,−1.7Vである。同
一基板上の半導体集積回路によりCMOSの論理レベル
をECLの論理レベルに変換する回路として従来、図3
に示す回路がある。同図において、VSSに流れる定電
流源1と;ソースを定電流源1へ、ゲートを入力端子2
0に接続したNチャネルMOSトランジスタ2と;ソー
スをVDDへ、ゲートを入力端子20へ、ドレインをN
チャネルMOSトランジスタ2のドレインへ接続したP
チャネルMOSトランジスタ3と;ゲートとドレインを
NチャネルMOSトランジスタ2のドレインに、ソース
をVDDに接続したPチャネルMOSトランジスタ4と
;ゲートをNチャネルMOSトランジスタ2のドレイン
へ、ドレインを出力端子21に、ソースをVDDに接続
したPチャネルMOSトランジスタ5と;出力端子21
とVEE電源の間に接続された負荷抵抗器6とで構成さ
れていた。
ECL(Emitter−Coupled Logi
c)の論理レベルは−0.9V,−1.7Vである。同
一基板上の半導体集積回路によりCMOSの論理レベル
をECLの論理レベルに変換する回路として従来、図3
に示す回路がある。同図において、VSSに流れる定電
流源1と;ソースを定電流源1へ、ゲートを入力端子2
0に接続したNチャネルMOSトランジスタ2と;ソー
スをVDDへ、ゲートを入力端子20へ、ドレインをN
チャネルMOSトランジスタ2のドレインへ接続したP
チャネルMOSトランジスタ3と;ゲートとドレインを
NチャネルMOSトランジスタ2のドレインに、ソース
をVDDに接続したPチャネルMOSトランジスタ4と
;ゲートをNチャネルMOSトランジスタ2のドレイン
へ、ドレインを出力端子21に、ソースをVDDに接続
したPチャネルMOSトランジスタ5と;出力端子21
とVEE電源の間に接続された負荷抵抗器6とで構成さ
れていた。
【0003】いま、入力端子20の電圧がVDD(0V
)のとき、PチャネルMOSトランジスタ3がOFF、
NチャネルMOSトランジスタ2がONとなり、定電流
源1の定電流がPチャネルMOSトランジスタ4に流れ
る。PチャネルMOSトランジスタ4と5はいわゆるカ
レントミラー回路を構成するので、PチャネルMOSト
ランジスタ4に流れる電流と同じ値の電流がPチャネル
MOSトランジスタ5に流れる。負荷抵抗器6の抵抗値
を50Ω,VEEの電圧を−1.7Vに設定すると、定
電流源1で発生する電流値が16mAであれは、負荷抵
抗6で生じる電圧降下は0.8Vとなる。よって出力端
子21の電圧は−0.9Vである。次に入力端子20が
VSS(−5V)のとき、NチャネルMOSトランジス
タ2はOFFとなり、電流は負荷抵抗器6に流れないの
で、出力端子21は−1.7V(VEE)となる。
)のとき、PチャネルMOSトランジスタ3がOFF、
NチャネルMOSトランジスタ2がONとなり、定電流
源1の定電流がPチャネルMOSトランジスタ4に流れ
る。PチャネルMOSトランジスタ4と5はいわゆるカ
レントミラー回路を構成するので、PチャネルMOSト
ランジスタ4に流れる電流と同じ値の電流がPチャネル
MOSトランジスタ5に流れる。負荷抵抗器6の抵抗値
を50Ω,VEEの電圧を−1.7Vに設定すると、定
電流源1で発生する電流値が16mAであれは、負荷抵
抗6で生じる電圧降下は0.8Vとなる。よって出力端
子21の電圧は−0.9Vである。次に入力端子20が
VSS(−5V)のとき、NチャネルMOSトランジス
タ2はOFFとなり、電流は負荷抵抗器6に流れないの
で、出力端子21は−1.7V(VEE)となる。
【0004】以上のように入力端子20が0Vのとき出
力端子21は−0.9Vに、また−−5Vのとき−1.
7Vとなり、CMOSレベルをECLレベルに変換する
ことができる。なお、この例ではVDDを0V,VSS
を−5Vとして、CMOSの論理振幅5Vを得ている。
力端子21は−0.9Vに、また−−5Vのとき−1.
7Vとなり、CMOSレベルをECLレベルに変換する
ことができる。なお、この例ではVDDを0V,VSS
を−5Vとして、CMOSの論理振幅5Vを得ている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】この従来のレベル変換
回路では、PチャネルMOSトランジスタに大電流(例
えば16mA)を流すため、トランジスタのサイズを大
とする必要がある。
回路では、PチャネルMOSトランジスタに大電流(例
えば16mA)を流すため、トランジスタのサイズを大
とする必要がある。
【0006】飽和領域でのMOSトランジスタの電流−
電圧式は次式のように表わせる。
電圧式は次式のように表わせる。
【0007】
ID =(1/2)・μCOX・(W/L)・(V
G −VT )2 ここでID はドレイン電流、μ,Coxは定数、
(W/L)はMOSトランジスタのゲートの幅と長さの
比、VG はゲート電圧、VTはしきい値である。通常
、(1/2)・μCOXは10μA/V2,VG −V
T =2Vであるので、ID =16mAのとき、W/
L=400程度となり、きわめて大きなトランジスタサ
イズが必要である。また、PチャネルMOSトランジス
タの移動度はNチャネルMOSトランジスタの1/3程
度であり、従来のレベル変換回路はPチャネルMOSト
ランジスタで構成されているので、トランジスタサイズ
を小とすることができない。
G −VT )2 ここでID はドレイン電流、μ,Coxは定数、
(W/L)はMOSトランジスタのゲートの幅と長さの
比、VG はゲート電圧、VTはしきい値である。通常
、(1/2)・μCOXは10μA/V2,VG −V
T =2Vであるので、ID =16mAのとき、W/
L=400程度となり、きわめて大きなトランジスタサ
イズが必要である。また、PチャネルMOSトランジス
タの移動度はNチャネルMOSトランジスタの1/3程
度であり、従来のレベル変換回路はPチャネルMOSト
ランジスタで構成されているので、トランジスタサイズ
を小とすることができない。
【0008】前述のように、トランジスタのサイズが大
となると、トランジスタのゲート容量およびソース・ド
レインの拡散容量が大となり、これらの容量によりスイ
ッチングスピードが劣化し、出力電圧の立上り時間が大
きくなる。
となると、トランジスタのゲート容量およびソース・ド
レインの拡散容量が大となり、これらの容量によりスイ
ッチングスピードが劣化し、出力電圧の立上り時間が大
きくなる。
【0009】図4は各部の動作波形を示した図で、同図
(a)は入力端子20の電圧波形、同図(b)はPチャ
ネルMOSトランジスタ5のゲートの電圧波形、同図(
c)は出力端子21の電圧波形である。図4(b)に示
すように、PチャネルMOSトランジスタ4と5のサイ
ズが大のため、電流がONとなる時、すなわち、波形の
立下り時の波形が劣化している。一方、電流がOFFと
なる時、すなわち波形の立上り時の波形はPチャネルM
OSトランジスタ3のサイズが小であるので劣化しない
。よって、図4(c)に示すように波形の立上り時に遅
延時間が大となるため、高速で外部回路とのデータの受
け渡しができないという欠点があった。
(a)は入力端子20の電圧波形、同図(b)はPチャ
ネルMOSトランジスタ5のゲートの電圧波形、同図(
c)は出力端子21の電圧波形である。図4(b)に示
すように、PチャネルMOSトランジスタ4と5のサイ
ズが大のため、電流がONとなる時、すなわち、波形の
立下り時の波形が劣化している。一方、電流がOFFと
なる時、すなわち波形の立上り時の波形はPチャネルM
OSトランジスタ3のサイズが小であるので劣化しない
。よって、図4(c)に示すように波形の立上り時に遅
延時間が大となるため、高速で外部回路とのデータの受
け渡しができないという欠点があった。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明のレベル変換回路
は、同一基板上に設けられた半導体集積回路により構成
されCMOSレベルの信号を入力しECLレベルの信号
に変換するレベル変換回路において;VSS電源に接続
した定電流源と;ソースを前記定電流源に接続し、ゲー
トを入力端子に接続した第1のNチャネルMOSトラン
ジスタと;ソースをVDD電源に接続し、ゲートを前記
入力端子に接続し、ドレインを前記第1のNチャネルM
OSトランジスタのドレインに接続した第1のPチャネ
ルMOSトランジスタと;ゲート及びドレインを前記第
1のNチャネルMOSトランジスタのドレインに接続し
、ソースをVDD電源に接続した第2のPチャネルMO
Sトランジスタと;ゲートを前記第2のPチャネルMO
Sトランジスタのゲート及びドレインに接続し、ソース
をVDD電源に接続し、ドレインを第1の抵抗器を介し
てVEE電源に接続された出力端子に接続した第3のP
チャネルMOSトランジスタと;前記入力端子へ入力さ
れた信号波形を微分し、この微分出力波形を前記第1の
NチャネルMOSトランジスタと前記第1及び第2のP
チャネルMOSトランジスタによる前記第3のPチャネ
ルMOSトランジスタのゲート制御信号波形に重畳する
微分重畳回路とを有する。
は、同一基板上に設けられた半導体集積回路により構成
されCMOSレベルの信号を入力しECLレベルの信号
に変換するレベル変換回路において;VSS電源に接続
した定電流源と;ソースを前記定電流源に接続し、ゲー
トを入力端子に接続した第1のNチャネルMOSトラン
ジスタと;ソースをVDD電源に接続し、ゲートを前記
入力端子に接続し、ドレインを前記第1のNチャネルM
OSトランジスタのドレインに接続した第1のPチャネ
ルMOSトランジスタと;ゲート及びドレインを前記第
1のNチャネルMOSトランジスタのドレインに接続し
、ソースをVDD電源に接続した第2のPチャネルMO
Sトランジスタと;ゲートを前記第2のPチャネルMO
Sトランジスタのゲート及びドレインに接続し、ソース
をVDD電源に接続し、ドレインを第1の抵抗器を介し
てVEE電源に接続された出力端子に接続した第3のP
チャネルMOSトランジスタと;前記入力端子へ入力さ
れた信号波形を微分し、この微分出力波形を前記第1の
NチャネルMOSトランジスタと前記第1及び第2のP
チャネルMOSトランジスタによる前記第3のPチャネ
ルMOSトランジスタのゲート制御信号波形に重畳する
微分重畳回路とを有する。
【0011】また、上記構成において、前記微分重畳回
路が、入力を前記入力端子に接続した第1のMOSイン
バータと;前記第1のMOSインバータの出力及びVD
D電源間にコンデンサと第2の抵抗器とを直列接続した
微分回路と;入力を前記微分回路の前記コンデンサと前
記第2の抵抗器との接続点に接続した第2のMOSイン
バータと;ゲートを前記第2のMOSインバータの出力
に接続し、ソースをVSS電源に接続し、ドレインを前
記第3のPチャネルMOSトランジスタのゲートに接続
した第2のNチャネルMOSトランジスタとからなる構
成とすることもできる。
路が、入力を前記入力端子に接続した第1のMOSイン
バータと;前記第1のMOSインバータの出力及びVD
D電源間にコンデンサと第2の抵抗器とを直列接続した
微分回路と;入力を前記微分回路の前記コンデンサと前
記第2の抵抗器との接続点に接続した第2のMOSイン
バータと;ゲートを前記第2のMOSインバータの出力
に接続し、ソースをVSS電源に接続し、ドレインを前
記第3のPチャネルMOSトランジスタのゲートに接続
した第2のNチャネルMOSトランジスタとからなる構
成とすることもできる。
【0012】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明する
。
。
【0013】図1は本発明の一実施例の回路図であり、
同一基板上に設けられた半導体集積回路より構成される
。定電流源1、NチャネルMOSトランジスタ2、Pチ
ャネルMOSトランジスタ3,4,5、負荷抵抗器6の
構成は図3と同じである。図1が図3と異なる点は、入
力端子20からの入力信号をインバータ7で反転し、そ
の出力をコンデンサ8と抵抗器9で構成される微分回路
に入力して微分し、その微分波形をインバータ10で反
転してNチャネルMOSトランジスタ11のゲートに印
加し、NチャネルMOSトランジスタ11のドレインを
PチャネルMOSトランジスタのゲートへ、ソースをV
SS電源へ接続している構成が追加されている点にある
。
同一基板上に設けられた半導体集積回路より構成される
。定電流源1、NチャネルMOSトランジスタ2、Pチ
ャネルMOSトランジスタ3,4,5、負荷抵抗器6の
構成は図3と同じである。図1が図3と異なる点は、入
力端子20からの入力信号をインバータ7で反転し、そ
の出力をコンデンサ8と抵抗器9で構成される微分回路
に入力して微分し、その微分波形をインバータ10で反
転してNチャネルMOSトランジスタ11のゲートに印
加し、NチャネルMOSトランジスタ11のドレインを
PチャネルMOSトランジスタのゲートへ、ソースをV
SS電源へ接続している構成が追加されている点にある
。
【0014】図2は本実施例のレベル変換回路の各部の
動作波形を示した図で、(a)は入力端子20の電圧波
形、(b)はPチャネルMOSトランジスタ5のゲート
電圧波形、(c)は出力端子21の電圧波形、(d)は
インバータ7の出力波形、(e)はコンデンサ8と抵抗
器9で構成される微分回路の出力波形、(f)はインバ
ータ10の出力波形である。
動作波形を示した図で、(a)は入力端子20の電圧波
形、(b)はPチャネルMOSトランジスタ5のゲート
電圧波形、(c)は出力端子21の電圧波形、(d)は
インバータ7の出力波形、(e)はコンデンサ8と抵抗
器9で構成される微分回路の出力波形、(f)はインバ
ータ10の出力波形である。
【0015】今、同図(a)において−5Vから0Vに
波形が立上がった時、インバータ7の出力(d)は立下
りの波形になる。コンデンサ8と抵抗器9で構成される
微分回路の出力は(e)に示すような微分パルスが得ら
れる。この波形はインバータ10により反転されて(f
)の波形になる。NチャネルMOSトランジスタ11は
ゲート電圧が0Vの時ONとなるので、この時間内(微
分パルス発生時間内)にPチャネルMOSトランジスタ
5のゲート電圧(b)が低下する。この結果、出力の波
形(c)の立上り波形が改善されることになる。例えば
、従来最高動作周波数が100MHz程度だったものが
、200MHzでも動作可能となる。なお、同図(b)
,(c)において、図4(b),(c)における従来回
路の波形を比較のための点線で示した。また、コンデン
サ8と抵抗器9のそれぞれの値は、図2(f)の波形が
得られる様に設定すればよい。
波形が立上がった時、インバータ7の出力(d)は立下
りの波形になる。コンデンサ8と抵抗器9で構成される
微分回路の出力は(e)に示すような微分パルスが得ら
れる。この波形はインバータ10により反転されて(f
)の波形になる。NチャネルMOSトランジスタ11は
ゲート電圧が0Vの時ONとなるので、この時間内(微
分パルス発生時間内)にPチャネルMOSトランジスタ
5のゲート電圧(b)が低下する。この結果、出力の波
形(c)の立上り波形が改善されることになる。例えば
、従来最高動作周波数が100MHz程度だったものが
、200MHzでも動作可能となる。なお、同図(b)
,(c)において、図4(b),(c)における従来回
路の波形を比較のための点線で示した。また、コンデン
サ8と抵抗器9のそれぞれの値は、図2(f)の波形が
得られる様に設定すればよい。
【0016】なお、NチャンネルMOSトランジスタ1
1は、PチャネルMOSトランジスタ3と同様に大電流
をON,OFFする必要はないので、トランジスタサイ
ズを大きくする必要はない。
1は、PチャネルMOSトランジスタ3と同様に大電流
をON,OFFする必要はないので、トランジスタサイ
ズを大きくする必要はない。
【0017】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、入力波形
を微分し、その微分時間に出力トランジスタのゲートと
VSS電源間に挿入したNチャネルMOSトランジスタ
をONさせることにより、出力トランジスタの立上り波
形を改善し、高速で外部回路とのデータの受け渡しが可
能となる効果を有する。
を微分し、その微分時間に出力トランジスタのゲートと
VSS電源間に挿入したNチャネルMOSトランジスタ
をONさせることにより、出力トランジスタの立上り波
形を改善し、高速で外部回路とのデータの受け渡しが可
能となる効果を有する。
【図1】本発明の一実施例の回路図である。
【図2】図1の回路の動作波形図である。
【図3】従来のレベル変換回路の回路図である。
【図4】図3の回路の動作波形図である。
1 定電流源
2,11 NチャネルMOSトランジスタ3,4
,5 PチャネルMOSトランジスタ6
負荷抵抗器 7,10 インバータ 8 コンデンサ 9 抵抗器 20 入力端子 21 出力端子
,5 PチャネルMOSトランジスタ6
負荷抵抗器 7,10 インバータ 8 コンデンサ 9 抵抗器 20 入力端子 21 出力端子
Claims (2)
- 【請求項1】 同一基板上に設けられた半導体集積回
路により構成されCMOSレベルの信号を入力しECL
レベルの信号に変換するレベル変換回路において;VS
S電源に接続した定電流源と;ソースを前記定電流源に
接続し、ゲートを入力端子に接続した第1のNチャネル
MOSトランジスタと;ソースをVDD電源に接続し、
ゲートを前記入力端子に接続し、ドレインを前記第1の
NチャネルMOSトランジスタのドレインに接続した第
1のPチャネルMOSトランジスタと;ゲート及びドレ
インを前記第1のNチャネルMOSトランジスタのドレ
インに接続し、ソースをVDD電源に接続した第2のP
チャネルMOSトランジスタと;ゲートを前記第2のP
チャネルMOSトランジスタのゲート及びドレインに接
続し、ソースをVDD電源に接続し、ドレインを第1の
抵抗器を介してVEE電源に接続された出力端子に接続
した第3のPチャネルMOSトランジスタと;前記入力
端子へ入力された信号波形を微分し、この微分出力波形
を前記第1のNチャネルMOSトランジスタと前記第1
及び第2のPチャネルMOSトランジスタによる前記第
3のPチャネルMOSトランジスタのゲート制御信号波
形に重畳する微分重畳回路とを有することを特徴とする
レベル変換回路。 - 【請求項2】 前記微分重畳回路が、入力を前記入力
端子に接続した第1のMOSインバータと;前記第1の
MOSインバータの出力及びVDD電源間にコンデンサ
と第2の抵抗器とを直列接続した微分回路と;入力を前
記微分回路の前記コンデンサと前記第2の抵抗器との接
続点に接続した第2のMOSインバータと;ゲートを前
記第2のMOSインバータの出力に接続し、ソースをV
SS電源に接続し、ドレインを前記第3のPチャネルM
OSトランジスタのゲートに接続した第2のNチャネル
MOSトランジスタとからなることを特徴とする請求項
1記載のレベル変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3026984A JPH04266216A (ja) | 1991-02-21 | 1991-02-21 | レベル変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3026984A JPH04266216A (ja) | 1991-02-21 | 1991-02-21 | レベル変換回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04266216A true JPH04266216A (ja) | 1992-09-22 |
Family
ID=12208432
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3026984A Pending JPH04266216A (ja) | 1991-02-21 | 1991-02-21 | レベル変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04266216A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5483189A (en) * | 1993-10-29 | 1996-01-09 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Input/output adapted to operate with low and high voltages |
-
1991
- 1991-02-21 JP JP3026984A patent/JPH04266216A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5483189A (en) * | 1993-10-29 | 1996-01-09 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Input/output adapted to operate with low and high voltages |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5495184A (en) | High-speed low-power CMOS PECL I/O transmitter | |
EP0231062A1 (en) | Level conversion circuit | |
US5491441A (en) | Method and apparatus for generating a clock signal from a continuous oscillator signal including a translator circuit | |
JPH03283713A (ja) | 出力回路 | |
JPH04229714A (ja) | バッファを有する集積回路 | |
CA1262175A (en) | Cmos to ecl interface circuit | |
JPH0220017B2 (ja) | ||
JP2002290230A (ja) | Cmosインバータ | |
JPH06177744A (ja) | レベル変換回路 | |
JP2968826B2 (ja) | カレントミラー型増幅回路及びその駆動方法 | |
JPH0677804A (ja) | 出力回路 | |
JPH04266216A (ja) | レベル変換回路 | |
JP2549729B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
JP2864949B2 (ja) | レベル変換回路 | |
JPH0470007A (ja) | レベルシフト回路 | |
JPH0210763A (ja) | 半導体集積回路 | |
JPH114158A (ja) | 出力回路 | |
JPH0581088B2 (ja) | ||
JPH0349316A (ja) | 信号レベル変換回路 | |
JPH09205356A (ja) | 出力回路 | |
TWM626307U (zh) | 減少競爭之電位轉換電路 | |
TWM598007U (zh) | 高性能電壓位準轉換器 | |
JPH04248713A (ja) | 出力回路 | |
JP2567152B2 (ja) | Cmos論理回路 | |
TWM628446U (zh) | 用於數據接收電路之無競爭電位轉換電路 |