JPH04238512A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH04238512A JPH04238512A JP3020298A JP2029891A JPH04238512A JP H04238512 A JPH04238512 A JP H04238512A JP 3020298 A JP3020298 A JP 3020298A JP 2029891 A JP2029891 A JP 2029891A JP H04238512 A JPH04238512 A JP H04238512A
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- JP
- Japan
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- amplifier
- error
- power supply
- switching power
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- Prior art date
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- Pending
Links
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000003985 ceramic capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
関するものである。
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源回路の一例を図
３に示し説明する。従来のスイッチング電源はこの図３
に示すように、出力電圧ＯＵＴを検出し、基準電圧２と
の誤差分を増幅して誤差信号を出す誤差増幅器８と、こ
の誤差増幅器８からの誤差信号と三角波発振器６の出力
とを比較してパルス信号を出す比較器７とからなるフィ
ードバック回路により電圧変換部１を制御して一定の出
力電圧ＯＵＴを得ていた。ＩＮは入力電圧である。
３に示し説明する。従来のスイッチング電源はこの図３
に示すように、出力電圧ＯＵＴを検出し、基準電圧２と
の誤差分を増幅して誤差信号を出す誤差増幅器８と、こ
の誤差増幅器８からの誤差信号と三角波発振器６の出力
とを比較してパルス信号を出す比較器７とからなるフィ
ードバック回路により電圧変換部１を制御して一定の出
力電圧ＯＵＴを得ていた。ＩＮは入力電圧である。
【０００３】そして、この図３に示す従来のスイッチン
グ電源では、フィードバック回路による発振を避けるた
めに、誤差増幅器の高域ゲインを低く抑え、かつ、入力
電圧変動および負荷変動を小さくするために低域ゲイン
を高くしていた。よって、その周波数特性は、従来例の
誤差増幅器の特性図である図４の（ａ）に示すように、
ゲイン特性Ｇはポールを２ケ（Ｐ１，Ｐ２）とゼスを１
ケ（Ｚ１）とを有する特性となり、その位相特性θは図
４の（ｂ）に示すように、ポール，ゼロにおいて、−４
５ｄｅｇを通る波をうつ曲線となった。
グ電源では、フィードバック回路による発振を避けるた
めに、誤差増幅器の高域ゲインを低く抑え、かつ、入力
電圧変動および負荷変動を小さくするために低域ゲイン
を高くしていた。よって、その周波数特性は、従来例の
誤差増幅器の特性図である図４の（ａ）に示すように、
ゲイン特性Ｇはポールを２ケ（Ｐ１，Ｐ２）とゼスを１
ケ（Ｚ１）とを有する特性となり、その位相特性θは図
４の（ｂ）に示すように、ポール，ゼロにおいて、−４
５ｄｅｇを通る波をうつ曲線となった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】解決しようとする問題
点は、上述した従来の誤差増幅器では第１ポールと第１
ゼロ点との間に位相がマイナスになる領域ができた点に
ある。すなわち、電圧変換部は電圧変換部フィルターの
等価回路である図５に示すように、チョークコイル１１
とコンデンサ１２とからなるＬＣフィルターを形成する
が、このＬＣフィルターの周波数特性は図６の（ａ）に
示すように、遮断周波数ｆｃにおいて、ゲインが−４０
ｄＢ／ｄｅｃで低下を始めるが、その遮断周波数ｆｃを
中心として位相が遅れる。この図６の（ｂ）に示す位相
特性は、コンデンサ１２の等価直列抵抗（ＥＳＲ）１３
の大きさにより変わり、ＥＳＲ≠０では−９０ｄｅｇま
では遅れないが、ＥＳＲ＝０では−９０ｄｅｇまで遅れ
る。いま、コンデンサ１２にＥＳＲの小さなコンデンサ
であるセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを使
用すると、ＥＳＲがほぼ０となり、位相は−９０ｄｅｇ
まで限りなく近づく。いま、ＥＳＲがほぼ０のフィル
ターを使用した電圧変換部を制御するとして、図４に示
した特性を有する誤差増幅器を用いると、ｆｃ＜ｆｐ１
の領域で回路定数を決定した場合、閉ループの位相はフ
ィルターと誤差増幅器のみで−１８０ｄｅｇ近くまで遅
れる。そして、回路にはその他の遅れ要素があり、全体
の位相は−１８０ｄｅｇ以上遅れる可能性がある。この
場合、発振するという課題が生じる。
点は、上述した従来の誤差増幅器では第１ポールと第１
ゼロ点との間に位相がマイナスになる領域ができた点に
ある。すなわち、電圧変換部は電圧変換部フィルターの
等価回路である図５に示すように、チョークコイル１１
とコンデンサ１２とからなるＬＣフィルターを形成する
が、このＬＣフィルターの周波数特性は図６の（ａ）に
示すように、遮断周波数ｆｃにおいて、ゲインが−４０
ｄＢ／ｄｅｃで低下を始めるが、その遮断周波数ｆｃを
中心として位相が遅れる。この図６の（ｂ）に示す位相
特性は、コンデンサ１２の等価直列抵抗（ＥＳＲ）１３
の大きさにより変わり、ＥＳＲ≠０では−９０ｄｅｇま
では遅れないが、ＥＳＲ＝０では−９０ｄｅｇまで遅れ
る。いま、コンデンサ１２にＥＳＲの小さなコンデンサ
であるセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを使
用すると、ＥＳＲがほぼ０となり、位相は−９０ｄｅｇ
まで限りなく近づく。いま、ＥＳＲがほぼ０のフィル
ターを使用した電圧変換部を制御するとして、図４に示
した特性を有する誤差増幅器を用いると、ｆｃ＜ｆｐ１
の領域で回路定数を決定した場合、閉ループの位相はフ
ィルターと誤差増幅器のみで−１８０ｄｅｇ近くまで遅
れる。そして、回路にはその他の遅れ要素があり、全体
の位相は−１８０ｄｅｇ以上遅れる可能性がある。この
場合、発振するという課題が生じる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、出力電圧を検
出し基準電圧との誤差分を増幅して誤差信号を出す誤差
増幅器と、この誤差増幅器からの誤差信号と三角波発振
器よりの出力とを比較してパルス信号を出す比較器とか
らなるフィードバック回路により電圧変換部を制御して
一定の出力電圧を得るスイッチング電源において、上記
誤差増幅器を入力をコモン接続し，出力をＯＲ接続した
広帯域増幅器と狭帯域増幅器により構成したものである
。
出し基準電圧との誤差分を増幅して誤差信号を出す誤差
増幅器と、この誤差増幅器からの誤差信号と三角波発振
器よりの出力とを比較してパルス信号を出す比較器とか
らなるフィードバック回路により電圧変換部を制御して
一定の出力電圧を得るスイッチング電源において、上記
誤差増幅器を入力をコモン接続し，出力をＯＲ接続した
広帯域増幅器と狭帯域増幅器により構成したものである
。
【０００６】
【作用】本発明においては、スイッチング電源の誤差増
幅器の位相遅れを第２ポール以下の周波数では起こらな
いようにする。
幅器の位相遅れを第２ポール以下の周波数では起こらな
いようにする。
【０００７】
【実施例】図１は本発明によるスイッチング電源回路の
一実施例を示した回路図である。この図１において図３
と同一符号のものは相当部分を示し、３および４は入力
をコモン接続し出力をＯＲ接続した広帯域増幅器および
狭帯域増幅器で、これらは誤差増幅器８を構成している
。５は広帯域増幅器３の出力と狭帯域増幅器４の出力を
入力とするＯＲ回路である。このように、出力電圧を検
出し基準電圧２との誤差分を増幅して誤差信号を出す誤
差増幅器８を、入力をコモン接続し出力をＯＲ接続した
広帯域増幅器３と狭帯域増幅器４とから構成し、この誤
差増幅器８からの誤差信号と三角波発振器６よりの出力
とを比較してパルス信号を出す比較器７により電圧変換
部１を制御するように構成されている。
一実施例を示した回路図である。この図１において図３
と同一符号のものは相当部分を示し、３および４は入力
をコモン接続し出力をＯＲ接続した広帯域増幅器および
狭帯域増幅器で、これらは誤差増幅器８を構成している
。５は広帯域増幅器３の出力と狭帯域増幅器４の出力を
入力とするＯＲ回路である。このように、出力電圧を検
出し基準電圧２との誤差分を増幅して誤差信号を出す誤
差増幅器８を、入力をコモン接続し出力をＯＲ接続した
広帯域増幅器３と狭帯域増幅器４とから構成し、この誤
差増幅器８からの誤差信号と三角波発振器６よりの出力
とを比較してパルス信号を出す比較器７により電圧変換
部１を制御するように構成されている。
【０００８】図２は図１に示す実施例における誤差増幅
器の特性を示す特性図で、（ａ）はゲイン特性Ｇを示し
たものであり、（ｂ）は位相特性θを示したものである
。
器の特性を示す特性図で、（ａ）はゲイン特性Ｇを示し
たものであり、（ｂ）は位相特性θを示したものである
。
【０００９】つぎに図１に示す実施例の動作を図２を参
照して説明する。誤差増幅器８は、ゲインはたし合わせ
になるが、位相遅れはたし合わされないため、図２に示
す第２ポールＰ２による位相遅れ開始点（１／１０）ｆ
ｐ２まで位相遅れが生じない。このことは、電圧変換部
１のフィルターの等価直列抵抗：ＥＳＲがＥＳＲがほぼ
０であったとしても、（１／１０）ｆｐ２以下の遮断周
波数ｆｃのＬＣフィルター定数を選ぶことで、回路の安
定性を得ることができる。このとき、第２ポールＰ２に
よる位相遅れによる発振の可能性はＬＣフィルターのゲ
インが−４０ｄＢ／ｄｅｃで低下するのでない。なぜな
ら、位相が−１８０ｄｅｇ遅れたときにループゲインが
０ｄｅｇ 以下になるように回路を組むことは容易だか
らである。
照して説明する。誤差増幅器８は、ゲインはたし合わせ
になるが、位相遅れはたし合わされないため、図２に示
す第２ポールＰ２による位相遅れ開始点（１／１０）ｆ
ｐ２まで位相遅れが生じない。このことは、電圧変換部
１のフィルターの等価直列抵抗：ＥＳＲがＥＳＲがほぼ
０であったとしても、（１／１０）ｆｐ２以下の遮断周
波数ｆｃのＬＣフィルター定数を選ぶことで、回路の安
定性を得ることができる。このとき、第２ポールＰ２に
よる位相遅れによる発振の可能性はＬＣフィルターのゲ
インが−４０ｄＢ／ｄｅｃで低下するのでない。なぜな
ら、位相が−１８０ｄｅｇ遅れたときにループゲインが
０ｄｅｇ 以下になるように回路を組むことは容易だか
らである。
【００１０】
【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、スイッチング電源の誤差増幅器の位相遅
れを第２ポール以下の周波数では起こらないようにでき
るので、ＬＣフィルターのコンデンサに低ＥＳＲのセラ
ミックコンデンサやフィルムコンデンサ等を使用しても
、回路を安定に動作させることができるという効果を有
する。このことは、発振周波数を高めて、コンデンサを
小型化することでスイッチング電源を小さくできる効果
を生む。
グ電源回路は、スイッチング電源の誤差増幅器の位相遅
れを第２ポール以下の周波数では起こらないようにでき
るので、ＬＣフィルターのコンデンサに低ＥＳＲのセラ
ミックコンデンサやフィルムコンデンサ等を使用しても
、回路を安定に動作させることができるという効果を有
する。このことは、発振周波数を高めて、コンデンサを
小型化することでスイッチング電源を小さくできる効果
を生む。
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の一実施例
を示した回路図である。
を示した回路図である。
【図２】図１に示す実施例における誤差増幅器の特性を
示した特性図である。
示した特性図である。
【図３】本発明を使用しない従来のスイッチング電源回
路の一例を示した回路図である。
路の一例を示した回路図である。
【図４】図３に示す従来例における誤差増幅器の特性を
示した特性図である。
示した特性図である。
【図５】電圧変換部のＬＣフィルターの等価回路を示し
た説明図である。
た説明図である。
【図６】電圧変換部のＬＣフィルターの周波数特性を示
した特性図である。
した特性図である。
１ 電圧変換部
２ 基準電圧
３ 広帯域増幅器
４ 狭帯域増幅器
５ ＯＲ回路
６ 三角波発振器
７ 比較器
８ 誤差増幅器
Claims (1)
- 【請求項１】 出力電圧を検出し基準電圧との誤差分
を増幅して誤差信号を出す誤差増幅器と、この誤差増幅
器からの誤差信号と三角波発振器よりの出力とを比較し
てパルス信号を出す比較器とからなるフィードバック回
路により電圧変換部を制御して一定の出力電圧を得るス
イッチング電源において、前記誤差増幅器を入力をコモ
ン接続し，出力をＯＲ接続した広帯域増幅器と狭帯域増
幅器により構成したことを特徴とするスイッチング電源
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3020298A JPH04238512A (ja) | 1991-01-22 | 1991-01-22 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3020298A JPH04238512A (ja) | 1991-01-22 | 1991-01-22 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04238512A true JPH04238512A (ja) | 1992-08-26 |
Family
ID=12023249
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3020298A Pending JPH04238512A (ja) | 1991-01-22 | 1991-01-22 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04238512A (ja) |
-
1991
- 1991-01-22 JP JP3020298A patent/JPH04238512A/ja active Pending
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