JPH04233820A - 集積回路 - Google Patents
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- JPH04233820A JPH04233820A JP3191250A JP19125091A JPH04233820A JP H04233820 A JPH04233820 A JP H04233820A JP 3191250 A JP3191250 A JP 3191250A JP 19125091 A JP19125091 A JP 19125091A JP H04233820 A JPH04233820 A JP H04233820A
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- H03K19/00369—Modifications for compensating variations of temperature, supply voltage or other physical parameters
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-
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Abstract
め要約のデータは記録されません。
Description
、特にそのバッファによって生ずるノイズを低減する容
量シャント回路を有する集積回路出力バッファに関する
。
続された負荷を駆動するために使用される。この負荷の
典型的なものは、比較的大きな容量を含み、場合によっ
ては相当な抵抗負荷をも含んでいる。このために、出力
バッファの設計に際して、負荷を駆動する出力トランジ
スタのサイズは、最悪の条件下で最大のスイッチング速
度が得られるように十分な大きさに設計されるのが通常
である。
」プロセスが含まれる。「スロー」プロセスとは、許容
し得る速度範囲の下端(即ち、最低許容速度)で動作す
る集積回路が製造される正規の製造プロセスから逸脱し
たプロセス、要するに動作速度の遅い集積回路が製造さ
れてしまうプロセスを言う。更に、高温での動作及び低
い電源電圧もまた設計にとって最悪の条件となる。しか
しながら、バッファの設計でこれら最悪の条件を補償し
ようとすると、許容できないほどに大きいスイッチング
ノイズを生ずる結果となる。このようなノイズは、バッ
ファ回路から同じ集積回路上の他の回路又は接続された
外部導体への容量性又は誘導性結合によるものである。 また、それはバッファがスイッチしたときの電流による
電源接地バウンスによるものである。
の技術が開発されてきた。ある技術は、プロセス変動、
温度変化又は電源電圧変動がスイッチング速度を上昇さ
せる傾向にあるとき、バッファへの駆動信号を制御して
その駆動レベルを低下させる。この方法では、バッファ
は依然として最悪の条件下で正しく動作するように設計
されている。従って、最良の条件下では、バッファ出力
電圧の立上り及び立下り時間によって決定されるスイッ
チング速度は比較的一定に維持される。従って、バッフ
ァによって生ずるノイズも比較的一定に維持される。こ
のような技術は、上述した米国特許第4823029号
に記載されている。
源電圧の変動などの種々の変動要因に対してスイッチン
グ速度を一定に保持する、即ちスイッチング速度ノイズ
を低レベルに維持する更に有効なバッファ回路を望まれ
ている。
ッファは、直列接続されたトランジスタとキャパシタと
からなるシャント回路を有し、そのシャント回路によっ
てバッファ出力段に入力する駆動信号の大きさが少なく
とも部分的に制御される。シャントトランジスタのコン
ダクタンスは、バッファスイッチング速度に影響する種
々の変動要因に関して、そのスイッチング速度をより一
定に維持するように制御される。変動要因の代表的なも
のには、集積回路製造プロセス、動作温度及び動作電圧
などがある。本発明によって、バッファのスイッチング
ノイズを低減することができる。
の駆動に適した回路構成を示している。バッファ出力段
はnチャネルプルアップトランジスタ100とnチャネ
ルプルダウントランジスタ101とからなり、それらの
ドレインはバッファ出力ノード102に接続されている
。バッファ出力ノードはボンドパッド116に接続され
ている。ボンドパッド116はパッケージ端子接続用で
あり、ワイヤボンディングやその他技術が用いられ、バ
ッファが外部負荷に接続される。外部負荷は典型的には
、容量(AC)成分をかなり有するが、TTL負荷の場
合には出力バッファからプルダウン電流を必要とする抵
抗(DC)成分を有する。
には集積回路の製造プロセス変動、動作温度及び動作電
圧の最悪条件を仮定することでサイズ決めされる。トラ
ンジスタ100及び101の制御電極(即ち、ゲート)
は電流制御インバータ103及び104から相補的駆動
信号を受け取る。インバータ103への入力信号は、イ
ンバータ105によってインバータ104への入力信号
とは相補関係にある。
キャパシタからなるシャント回路によって制御される。 本実施例における駆動信号は相補成分を有するために、
プルアップ及ぶプルダウントランジスタは別々のシャン
ト回路に接続されている。プルアップトランジスタ10
0のゲートはシャントトランジスタ107に接続され、
トランジスタ107はVssに接続されたシャントトラ
ンジスタ(キャパシタ)108に接続されている。プル
ダウントランジスタ101はシャントトランジスタ10
8及びシャントキャパシタ110に同様に接続されてい
る。
ゲートは、制御電圧VCTLを発生する補償回路113
に接続されている。電圧VCTLが上昇すると、シャン
トトランジスタ107及び109のコンダクタンスは上
昇し、それによって駆動電流のより大きな部分がシャン
トキャパシタ108及び110をそれぞれ通してグラウ
ンド(Vss)へ分流する。したがって、出力トランジ
スタ100及び101のゲートの駆動信号の大きさは減
少し、このことがノード102の出力信号の立上り及び
立下り時間を増大させるように作用しバッファのスイッ
チング速度を低下させるように働く。逆に、電圧VCT
Lが低下すると、シャントトランジスタ107及び10
9のコンダクタンスが低下し、それによってシャントキ
ャパシタ108及び110を通しグラウンドへ分流され
る駆動信号の量が減少する。したがって、トランジスタ
100及び101のゲートでの駆動信号の大きさが増大
し、このことがバッファスイッチング速度を上昇させる
。
ジスタ111及び抵抗112によって次の変化に対応す
るように生成される。 (1)集積回路が正規の回路の速度よりも速い回路を製
造するプロセス(「ファースト」プロセス)によって製
造された場合、トランジスタ111のゲインは上昇する
。従って、トランジスタ111のコンダクタンスが上昇
し、正規の場合よりも電圧VCTLを上昇させる。逆に
、集積回路が「スロー」プロセスによって製造された場
合、トランジスタ111のコンダクタンスは低下する。 これにより正規の場合よりも電圧VCTLが低下する。
ランジスタ111のソース・ドレイン間電圧は上昇し、
それによってトランジスタ111を通るチャネル電流が
増大する。従って抵抗112を通る電流が増大し、電圧
VCTLはトランジスタ111の抵抗値の抵抗112に
対する比によって決定されるように上昇する。逆に、動
作電圧VDDが低下すると、電圧VCTLは低下する。
トランジスタ111のゲインが低下し、それによってそ
のコンダクタンスが減少する。従って、電圧VCTLは
低下する。逆に、動作温度が低下すると、トランジスタ
111のコンダクタンスが減少し、その結果電圧VCT
Lは上昇する。
、VCTLの前記変化によってバッファのスイッチング
速度の変化が補償される。即ち、バッファのスイッチン
グ速度を上昇させるはずの「ファースト」プロセスによ
って、駆動信号の低減が生じ、シャント回路がない場合
よりもスイッチング速度をより一定に維持しようとする
。同様に、動作電圧及び温度の変化は、シャント回路の
働きによりそれら変化を補償しようとする。なお、シャ
ント回路によるこの補償は他の補償回路によって補助さ
れても良い。例えば、図1におけるインバータ103及
び104は電圧VCTLによって制御されるように構成
されている。トランジスタ114及び115のコンダク
タンスはバッファスイッチング速度をより一定に維持す
るような仕方で制御される。この仕方でのインバータ1
03及び104の制御は、上述の米国特許第48230
29号に記載されている。ただし、その制御は本発明に
とっては選択的要素である。
動作温度の変化に対して抵抗値をより一定にするために
、抵抗112はオフ・チップ抵抗を用いる。1つの設計
例では、抵抗値900オームが用いられる。ただし、制
御電圧VCTLは、図1に示された以外の補償回路によ
って発生されても良い。他の例としては、上記米国特許
第4823029号を参照されたい。
OS電界効果デバイスを用いて構成される。図示するよ
うに、MOSデバイスのゲートを一方のキャパシタ電極
とし、その半導体基板を他方のキャパシタ電極とし、そ
のゲート絶縁膜をキャパシタ誘電体として使用する。こ
の実施例において、0.9μm技術で形成された回路で
は約2pFの容量が適当であり、容易に実現できるであ
ろう。
。例えば、酸化膜で分離された堆積ドープポリシリコン
層からなるキャパシタも可能である。この場合、シャン
トトランジスタとシャントキャパシタの直列接続は逆に
なる。即ち、シャントトランジスタがバッファ出力トラ
ンジスタのゲートに接続され、シャントトランジスタが
シャントキャパシタと接地との間に接続される。なお、
接地電位(Vss)に接続される代わりに、シャント回
路が他の一定電圧源(例えば、VDD)に接続されても
良い。これは使用されるデバイスの特性によって決まる
ことである。
には、出力電圧VssからVDDまでのフルに振れるC
MOSバッファが例示されている。このために、出力段
はpチャネルプルアップトランジスタ200及びnチャ
ネルプルダウントランジスタ201からなる。pチャネ
ルトランジスタ200のためのシャント回路はトランジ
スタ207及びキャパシタ208からなり、それらはp
チャネルデバイスとして示されている。その制御電圧V
CTLPは、nチャネルトランジスタ215及び抵抗2
16からなる補償回路214によって発生される。なお
、図1のように制御電圧を発生させる場合は、シャント
トランジスタ207はnチャネルデバイスであり、同様
に、シャントキャパシタ208はnチャネルデバイスで
形成される。
ャント回路はトランジスタ209及びキャパシタ210
からなる。制御電圧VCTLNは補償回路213によっ
て発生される(図1の回路113に対応する)。必要な
らば、駆動インバータ203及び204は、図1のイン
バータ103及び104で示した類似の仕方でVCTL
P及びVCTLNによって制御されても良い。この場合
、nチャネルトランジスタを用いて、図1のpチャネル
トランジスタ114と類似の仕方でインバータ203に
対する制御を行う。
ントランジスタが別々の駆動段で駆動されている(図1
の103、104、図2の203、204)。この構成
によってインバータ段のスイッチングしきい値を別々に
選択することが可能となり、プルアップ及びプルダウン
トランジスタの同時ON時間を最小化し、従って消費電
力を最小化できる。更に、別個の駆動回路であるために
、プルアップ及びプルダウントランジスタを双方ともに
同時にOFFできる付加論理回路(図示せず)によって
3状態設計を容易に実現することができる。また、2つ
の出力トランジスタに対して2つの別個のシャント回路
を用いることで、(プルアップトランジスタによる)立
上り時間を(プルダウントランジスタによる)立下り時
間とは別に制御することも可能である。
ランジスタ300及び301のゲートが共に共通入力ノ
ード303に接続されている。シャントトランジスタ3
04及びシャントキャパシタ305からなる単一のシャ
ント回路は、電圧VCTLにしたがってノード302の
出力電圧の立上り及び立下り時間の双方をスローダウン
させることによりバッファスイッチング速度の所望の補
償を行う。
使用することもできる。例えば、クロック駆動回路及び
チップ上又はウエハ上の長い導体を駆動する回路などに
本発明を適用すると有利である。また、上記実施例では
電界効果デバイスを用いているが、バイポーラデバイス
で構成することも可能である。
るバッファは、直列接続されたシャントトランジスタ及
びシャントキャパシタを設け、バッファの出力トランジ
スタの駆動信号を制限することで、バッファのスイッチ
ング速度を一定に維持することができる。
明の第1実施例を示す回路図である。
発明の第2実施例を示す回路図である。
発明の第3実施例を示す回路図である。
nチャネルプルダウントランジスタ102 バッフ
ァ出力ノード 103、104、105 インバータ106 デー
タ入力ノード 107、109 シャントトランジスタ108、11
0 シャントキャパシタ113 補償回路
Claims (6)
- 【請求項1】 バッファ出力ノード(102)の電圧
を第1電源電圧(VDD)の方向へ引くプルアップトラ
ンジスタ(100)と、前記ノードの電圧を第2電源電
圧(Vss)の方向へ引くプルダウントランジスタ(1
01)とを有するバッファからなる集積回路において、
前記バッファは更に、前記プルアップ及びプルダウント
ランジスタの少なくとも一方の制御電極と一定電圧ノー
ド(例えばVss)との間に直列接続されたシャントト
ランジスタ(107、109)と;プロセス速度、動作
温度及び動作電圧のうち少なくとも1つの要因の変動に
対してバッファのスイッチング速度を一定に維持するよ
うに前記シャントトランジスタのコンダクタンスを制御
する補償手段(113)と;を有することを特徴とする
集積回路。 - 【請求項2】 前記プルアップトランジスタはpチャ
ネル電界効果トランジスタ(200)であり、前記プル
ダウントランジスタはnチャネル電界効果トランジスタ
(201)であることを特徴とする請求項1記載の集積
回路。 - 【請求項3】 前記プルアップトランジスタはnチャ
ネル電界効果トランジスタ(100)であり、前記プル
ダウントランジスタはnチャネル電界効果トランジスタ
(101)であることを特徴とする請求項1記載の集積
回路。 - 【請求項4】 第1シャントトランジスタ(107)
及び第1シャントキャパシタ(108)は前記プルアッ
プトランジスタ(100)の制御電極と一定電圧ノード
(Vss)との間に直列に接続され、第2シャントトラ
ンジスタ(109)及び第2シャントキャパシタ(11
0)は前記プルダウントランジスタ(101)の制御電
極と一定電圧ノード(Vss)との間に直列に接続され
ていることを特徴とする請求項1記載の集積回路。 - 【請求項5】 前記バッファは、前記バッファ出力ノ
ード(102)がボンドパッド(116)に接続された
出力バッファであることを特徴とする請求項1記載の集
積回路。 - 【請求項6】 前記バッファはオン・チップ駆動回路
であり、前記バッファ出力ノードは当該集積回路上の負
荷に接続されていることを特徴とする請求項1記載の集
積回路。
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