JPH0421393A

JPH0421393A - Ｐｗｍ制御回路

Info

Publication number: JPH0421393A
Application number: JP2121318A
Authority: JP
Inventors: Tetsuji Oya; 哲司大矢
Original assignee: Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 1990-05-14
Filing date: 1990-05-14
Publication date: 1992-01-24

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔概　　　要〕ＰＷＭ制御回路に関し、１ｔ＃電圧が変動してもモータ
等の負荷への電力供給がほぼ一定となるように制御でき
るＰＷＭ制御回路を提供することを目的とし、そのため
に、三角波信号、のこぎり波信号その他の傾斜波信号と
直流入力制御信号とを比較し、該直流入力制御信号のレ
ベルを選択変更することにより異なるデユティ比のパル
ス信号の比較出力を得るＰＷＭ制御回路において、前記
傾斜波信号の振幅を電源電圧の変動に追従させて変化さ
せる傾斜波信号振輻変更手段を備えてＰＷＭ制御回路を
構成する。

［産業上の利用分野］本発明はＰＷＭ制御回路に関し、特に電気自動車やバッ
テリを有するエンジン車等の直流モータの制御に好適に
適用できるＰＷＭｌｌＪｉ回路に係る。

〔従来の技術〕

直流モータを省電力的にドライブする制御手法としてＰ
ＷＭ（パルス幅変調）による制御回路が知られている。

第４図は従来のそうした制御回路の一例を示す回路構成
図である。同図において、集積回路（ＮＥ５５５）は汎
用タイマーＩＣであり、このＮＥ５５５を用いて抵抗Ｒ
１、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣの値で定まる周波数の矩
形波を出力する矩形波発振回路が構成されている。該矩
形波発振回路の出力はコンパレータＡ１で構成されたミ
ラー積分回路の反転入力端子に入力されており、該ミラ
ー積分回路の非反転入力端子にはツェナー電圧４．２■
のツェナーダイオードで安定化されたバイアス電圧が印
加されている。そして、前記ミラー積分回路の出力に三
角波信号を得るようにされている。また、この三角波信
号はコンパレータＡ２で構成されたコンパレータの非反
転入力端子に入力されており、該コンパレータの反転入
力端子には直流入力制御信号ＶＩＮが入力されている。

前記コンパレータの出力はスイッチングトランジスタの
ベースに入力されており、該スイッチングトランジスタ
は直流モータへの通電をオンオフできるように結線され
ている。なお、前記直流モータの端子間に接続されてい
るダイオードはフライホイールダイオードである。

第５図は前記矩形波発振回路の出力波形、前記ミラー積
分回路の出力波形、前記コンパレータの出力波形及び前
記直流入力制御信号の変化を対比させて示すタイムチャ
ートである。このタイムチャートから分かるように、前
記コンパレータの出力は前記直流入力制御信号の電圧よ
りも前記三角波信号の電圧の方が高くなっている期間だ
け“Ｈ”になる。従って、前記直流入力制御信号の電圧
を変更することで前記直流モータへの駆動信号のデユテ
ィ比を適宜に制御することができる。そのため、前記直
流モータに蓄積されるエネルギーを前記フライホイール
ダイオードで効果的に還流させ省電力的に前記直流モー
タをドライブすることができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、前述の制御回路は電源電圧の変動による影響
については殆ど考慮されていない。例えば、定格電源電
圧においてデユティ比５０％でモータを駆動している場
合、電源電圧が半分程度まで低下しても駆動信号のデユ
ティ比は５０％のままで変化しない。そのため、前記モ
ータに供給される電力は減ってしまい、該モータは低回
転になってしまう。逆に電源電圧が高い方へ変動すれば
前記モータは高回転になってしまう。こうしたことから
、例えば、電気自動車のように電源電圧が大幅に変動し
がちなものに対して前述のような制御回路を適用しても
モータ等の負荷を満足に制御できないと云った問題があ
った。

そこで、本発明はこうした問題点を考慮し、電源電圧が
変動してもモータ等の負荷への電力供給がほぼ一定とな
るように制御できるＰＷＭ制御回路を提供することを目
的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は本発明を説明する原理構成図である。

同図において、ボルテージフォロワ１には基準電圧（安
定化電圧）を抵抗ＲＩＧと抵抗Ｒ１１で分圧した電圧Ｖ
Ｌを入力してあり、ボルテージフォロワ２には電源電圧
（Ｖｃｃ）を抵抗ＲＩ２と抵抗Ｒ１ｆｆ及びダイオード
Ｄで分圧した電圧■Ｉを入力しである。そして、コンパ
レータ３、トランジスタ４、トランジスタ５、コンデン
サ０５等でカレントミラー回路を構成してあり、前記ボ
ルテージフォロワＩと前記ボルテージフォロワ２の出力
は前記コンパレータ３に入力している。前記コンデンサ
Ｃ５の端子電圧はコンパレータ６の一方の入力端子に印
加してあり、該コンパレータ６の他方の入力端子には直
流入力制御信号を入力している。また、このコンパレー
タ６の出力は従来技術の欄で説明したのと同様にしであ
る。なお、開示を省略しているが、前記ボルテージフォ
ロワｌと前記ボルテージフォロワ２の出力は前記コンパ
レータ３の出力状態に応じて交互に該コンパレータ３に
入力するようにしである。

〔作　　用〕

先ず、前記ボルテージフォロワ２から前記コンパレータ
３に前記電圧■１が印加されている状態で前記カレント
ミラー回路の動作が始まると、前記コンデンサＣ５への
充電が進行しその端子間電圧が次第に高くなって行く。

そして、この電圧が前記電圧ＶＨを下回ると前記コンパ
レータ３の出力状態が反転すると共に前記ボルテージフ
ォロワ１から前記電圧■Ｌが前記コンパレータ３に印加
される。すると、前記コンデンサＣ５の充電電荷が前記
トランジスタ５を介して放電し、前記コンデンサＣ３の
端子間電圧は次第に低くなって行く。

この電圧が前記電圧■Ｌを下回ると前記コンパレータ３
の出力状態が再び反転すると共に前記ボルテージフォロ
ワ２から前記電圧■Ｈが前記コンパレータ３に印加され
て、元の状態に戻る。こうした動作を繰り返して前記コ
ンパレータ６に三角波信号が入力される。

ところで、前記ボルテージフォロワ２には電源電圧（Ｖ
ｃｃ）を抵抗ＲＩ２と抵抗、３及びダイオードＤで分圧
した電圧を入力しているため、前記電圧ＶＭは電源電圧
が変動するとそれに伴って変化する。従って、前記直流
入力制御信号ＶＩＮが一定になっていても電源電圧が変
動すると前記コンパレータ６の出力が“ＨＩＩになる時
間、即ち、モータへの駆動パルスのデユティ比を変化さ
せることができる。

第２図は電源電圧の変動に対し前記コンパレータ６の出
力Ｖａの変化の様子を示すタイムチャートである。同図
において、定格電源電圧においてデユティ比５０％でモ
ータを駆動する場合（通常時−）の前記カレントミラー
回路の出力（三角波信号）を同図（ａ）に実線で示して
あり、これに対する前記コンパレータ６の出力ｖ０の変
化を同図（ロ）に示している。この場合には図から明ら
かなように出力■。のデユティ比は５０％である。

電源電圧が上昇したときのカレントミラー回路の出力は
同図（ａ）に点線で示してあり、三角波信号のピークは
前記直流入力制御信号ＶＩＮから上に大きく離れている
。そして、これに対する前記コンパレータ６の出力ｖｏ
の変化は同図（Ｃ）に示しており、前記出力Ｖｏの“Ｈ
”になる期間は前述の場合よりも短くなる。即ち、出力
■。のデユティ比は小さくなる。

逆に、電源電圧が定格電圧より低下したときのカレント
ミラー回路の出力は同図（ａ）に−点鎖線で示してあり
、三角波信号のピークは前記直流入力制御信号ＶＩＮに
かなり近付いている。これに対する前記コンパレータ６
の出力ＶＯの変化は同図（６）に示しており、前記出力
Ｖ０の°“Ｈ”になる期間は前述の定格電源電圧におけ
る場合に比べ長くなっている。即ち、前記出力Ｖｏのデ
ユティ比は大きくなる。

このように、電源電圧が高いときには前記三角波信号の
振幅を高くし、電源電圧が低いときには前記三角波信号
の振幅を低くすると云った具合に前記三角波信号の振幅
を電源電圧の変動に追従させて変化させるように制御で
きるため、モータ等の負荷への電力供給をほぼ一定に保
てるので電源電圧がかなり大幅に変動してもモータの回
転を一定に維持できる。なお、前記三角波信号に代えて
のこぎり波信号を用いるようにしてもよい。

〔実　　施　　例〕

以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら詳
述する。

第３図は本発明の一実施例を示す回路構成図である。同
図において、前述のボルテージフォロワ１とボルテージ
フォロワ２に相当する部分は（１）で区分して示してあ
り、三角波信号のハイレベルとローレベルを設定できる
よう構成しである。

（Ｉｆ）で区分して示している部分は前述のコンパレー
タ３を含み前記（Ｉ）の構成の回路で設定されたレベル
の間でコンデンサＣ７６の充放電を行い三角波信号を発
生させ得るよう構成している。

（ＩＩＩ）を付して示している部分は前記コンパレータ
６を含み前記（ＩＩ）の構成の回路で発生させた三角波
信号と直流入力制御信号ＶＩＮを比較し、その比較出力
■。でスイッチングトランジスタを制御し得るよう構成
してあり、該スイッチングトランジスタは直流モータへ
の通電をオンオフできるように結線しである。そのため
前記直流モータは前記比較出力■。に基づいて制御され
る。

而して、トランジスタＱｚｏのベースには安定化された
基準電圧を抵抗Ｒ２３と抵抗Ｒ２４で分圧した電位■１
が印加される。その結果、トランジスタＱｌｔのエミッ
タにはＶＩ　　　ＶＩＥ（０２（＋１　　＋ＶＩＩＥ（
Ｑｌ’１１の電位が現れる。ここでＶＩＥ（Ｑ２０）　
　＝ＶＩＥ（０１７１であるので、結局前記トランジス
タＱ　ｌ　？のエミッタには電位■、が現れる。ここで
、ＶＩＥＴ０２゜、はトランジスタＱｚｏのベース・エ
ミッタ間電圧であす、Ｖｍｔｃｍ、）はトランジスタＱ
　＋　？のベース・エミッタ間電圧である。そして、ト
ランジスタＱａ。

のベース電位Ｖ、はＶＨ＝　（Ｒ＋ｉ（Ｖｃｃ　　Ｖｔ
　）　／（ＲＩ５＋Ｒ１６）　）　＋ＶＩ　Ｔ：ある。

トランジスタＱ４２が導通しているとき、該トランジス
タＱ４２のエミッタ電位はＶｌ（ＶＩＥ（ＱＪＯ）　＋
ＶＩＥ（Ｑ４２１　Ｔ：ある。

そしテＶ　ｍｔ　、ｏａｏｒ　　＝　Ｖ　ＩＩ！　（１
１４２３Ｔ：あルノテ、結局前記トランジスタＱ４２の
エミッタには電位■イが現れる。ここで、Ｖ　ＩＥ　（
０４０）　　はトランジスタＱ　ａ　。

のベース・エミッタ間電圧であり、Ｖ　ＭＥ　（Ｑ４□
、はトランジスタＱａ２のベース・エミッタ間電圧であ
る。この電位ｖＨは前記三角波信号の振幅の上限を決定
する。

一方、トランジスタＱ３７のベース電位は前記基準電圧
を抵抗Ｒ２１１と抵抗Ｒ２９で分圧した電位ｖＬであり
、トランジスタＱａｒが導通しているとき、該トランジ
スタＱａｒのエミッタ電位はＶ、＋Ｖ、。

＜ｏ３ｔ）Ｖ＠ｔｔｏＪｎ　Ｔ：あル・ソし７　Ｖ　Ｂ
Ｅ　ｔｏｚ７）＝ＶＩＥ（Ｑ４１）であるので、結局前
記トランジスタＱａ＋のエミッタには電位ｖＬが現れる
。ここで、■１（Ｑ３？）　　はトランジスタＱ３７の
ベース・エミッタ間電圧であり、ＶＩＥ（ａｎ）　はト
ランジスタＱ　ａ　＋のベース・エミッタ間電圧である
。また、前記電位Ｖ。

は前記三角波信号の振幅の下限を決定する。

トランジスタＱｓｏ、トランジスタＱ５＋、トランジス
タＱ　ｓ　２、トランジスタＱ　ｂ　？、トランジスタ
Ｑ　７２を含む構成部分は常に動作するカレントミラー
回路であり、前記トランジスタＱｓａ、前記トランジス
タＱ５２、前記トランジスタＱ６ｊ及び前記トランジス
タＱ　ｑ　２のコレクタにはＩ＋　の電流が流れる。

例えば、トランジスタＱ５ｏには（Ｖ−ｃ　２ＶＩＥ）
／　（Ｒ４ｓ＋Ｒａｑ）　（７）電流が流れる。但し、
ＶＩＥはそのトランジスタのベース・エミッタ間電圧で
ある。

トランジスタＱ６２、トランジスタＱ　ｂ　ｑ、トラン
ジスタＱ　７０を含む構成部分はトランジスタＱ　５３
のベース電位がトランジスタＱｓ４のベース電位よりも
低いときに動作するカレントミラー回路である。

前記トランジスタＱ６９のコレクタ電流は前記電流■１
と等しくしてあり、この状態で前記トランジスタＱ６２
と前記トランジスタＱ、◎のコレクタ電流は前記トラン
ジスタＱ６９のコレクタ電流（１１）よりも共に大きく
設定しである。前記トランジスタＱｓａのベース電位が
前記トランジスタＱｓｆｆのベース電位よりも低いとき
コンデンサＣ７６は前記電流■、で充電され、且つ、こ
のとき前記トランジスタＱ６２はオフになっている。こ
のため、前記トランジスタＱ　ａ　２がオンとなり、前
記トランジスタＱｓ３のベース電位は前記電位■□とな
る。

前記コンデンサＣ７６への充電が進行し、前記トランジ
スタＱ、ａのベース電位が上昇し前記トランジスタＱｓ
ａのベース電位の方が前記トランジスタＱ　５３０ベ一
ス電位よりも高くなると、前記コンデンサＣ１ｂは前記
電流ＩＩとトランジスタＱ？（＋のコレクタ電流の差に
応じた電流を流しつつ放電する。

また、前記トランジスタＱ　６２のコレクタ電流が前記
電流Ｉ、よりも大きくなることで前記トランジスタＱ４
＋がオンとなり、前記トランジスタＱｓｚのベース電位
が前記電位■１になる。以上の動作を繰り返して端子Ｆ
から三角波信号が得られる。

前述のように、前記電位■、は電源電圧ＶＣＣの変動に
は影響されずに一定であり、前記電位ｖＨは電源電圧Ｖ
ＣＣの変動に追従させて変化させるようにしであるので
、前記コンパレータ６の出力Ｖ。

を第２図に示すように変化させることができる。

そのため、モータへの駆動電流を電源電圧の上昇時には
デユティ比を小さくし、電源電圧の下降時にはデユティ
比を大きくしてモータへの供給電力がほぼ一定になるよ
う制御することができる。なお、前記電流りを基準電圧
（安定化電圧）を用いて作ると、電源電圧ＶＣＣが変動
した際、却って前記三角波信号の発振周波数が変動して
しまう。

そこで、前述の実施例にあっては、前記電流■１を電源
電圧ＶＣＣから作るようにし、ＩＩ　’　＝１゜ΔＶ’
　／　（ＶＨＶＬ　）となるようにして電源電圧ＶＣＣ
の変動に対して前記発振周波数が一定に保たれるように
している。ここで、（，１は電源電圧の変動後の電流で
あり、Δ■′は電源電圧の変動後の三角波信号の振幅で
ある。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明したように本発明によれば、電源電圧が
大幅に変動しても、モータ等に供給される電力をほぼ一
定に保つことができるようになり、その結果、電源電圧
の変動に伴って、モータが高回転になったり、低回転に
なったりすると云った不具合を解消することができるよ
うになる。従って、電源電圧が変動しやすい電気自動車
やバッテリを有するエンジン車等に適用すると、非常に
走行性能が向上し、使い勝手のよい電気自動車が得られ
便利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を説明する原理構成図、第２図は電源電
圧の変動に対しコンパレータ６の出力ｖ０の変化の様子
を示すタイムチャート、第３図は本発明の一実施例を示
す回路構成図第３図は複数のセルのうちの一つを示す概
略斜視図、第４図は従来の制御回路の一例を示す回路構
成図、第５図は矩形波発振回路の出力波形、ミラー積分回路の
出力波形、コンパレータの出力波形及び直流入力制御信
号の変化を対比させて示すタイムチャートである。１・・・・ボルテージフォロワ、２・・・・ボルテージフォロワ３・・・・コンパレータ、６・・・・コンパレータ。

Claims

【特許請求の範囲】１）三角波信号、のこぎり波信号その他の傾斜波信号と
直流入力制御信号とを比較し、該直流入力制御信号のレ
ベルを選択変更することにより異なるデュティ比のパル
ス信号の比較出力を得るＰＷＭ制御回路において、前記
傾斜波信号の振幅を電源電圧の変動に追従させて変化さ
せる傾斜波信号振幅変更手段を備えることを特徴とする
ＰＷＭ制御回路。２）三角波信号、のこぎり波信号その他の傾斜波信号と
直流入力制御信号とを比較し、該直流入力制御信号のレ
ベルを選択変更することにより異なるデュティ比のパル
ス信号の比較出力を得るＰＷＭ制御回路において、該比
較出力に基づいて制御される負荷への電力供給がほぼ一
定となるよう前記傾斜波信号の振輻を電源電圧の変動に
追従させて変化させる傾斜波信号振輻変更手段を備える
ことを特徴とするＰＷＭ制御回路。