JPH04208581A - 半導体装置、半導体レーザ装置及び光ディスク装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［発明の目的１ ［０００１］

【産業上の利用分野】本発明は、光デイスク装置、レー
ザ・プリンタ、光データ通信システム等に用いられる半
導体レーザ装置に関する。 ［０００２］

【従来の技術】半導体レーザは、直接光強度変調が可能
であり、小型で低消費電力、かつ高効率であるといった
利点を有する。このため半導体レーザは、光デイスク装
置やレーザ・プリンタ、光データ通信システム等に広く
利用されている。 ［０００３］Ｌかしながら、現状の半導体レーザは、次
のような理由により出射光量の変動が生じるという問題
がある。 （１）温度変化や経年変化による微分量子効率の変化。 （２）温度変化や反射光（戻り光）によるしきい値電流
の変化。 （３）戻り光によるモード・ホッピング雑音の発生。 ［０００４］したがって半導体レーザを駆動するには、
その出射光量をモニターして安定化する制御回路が不可
欠である。特に光デイスク装置では、大容量化とデータ
の高速処理のために、精度の高い光強度変調と再生時の
低雑音化が強く要求されている。 ［０００５］現行の半導体レーザ制御装置では、射出さ
れたレーザ出力光をモニタする光検出器が設けられ、そ
の検出信号は抵抗器等を用いてモニタ電圧信号に変換さ
れる。モニタ電圧信号は、演算増幅器の入力端子に負帰
還される。すなわち演算増幅器は、望ましい出射光量を
示す基準電圧信号と、モニタ電圧信号とを比較し、その
差分に対応した誤差信号を生成する。この誤差信号は、
半導体レーザの電流駆動回路に制御信号として与えられ
、これにより半導体レーザの出力光量は常に基準レベル
に近づくように制御される。 ［０００６］Ｌかしながら、この様な現行のレーザ制御
装置の制御帯域は低く留まっており、レーザ光強度変調
の精度も未だ満足すべきものとはなっていない。その第
一の理由は、モニタ用光検出器の接合容量の存在が制御
帯域を制限するからである。第二の理由は、モニタ用光
検出器のローパスフィルタ（ＬＰＦ）特性もまた、制御
帯域の拡張を阻む要因となるからである。第三の理由は
、半導体レーザの制御ループ内で必然的に発生する電圧
帰還信号の伝送時間の遅延が、制御系の位相マージンを
減少させるからである。 ［０００７１１９８８年発行の三菱電気技術公報、第６
２巻、第７号、２６〜２９頁には、′”書換え型高性能
光記録技術゛′として、光デイスクシステムに適用され
、二つの異なったレーザ発振安定化動作をおこなう半導
体レーザの制御回路が開示されている。この制御回路は
、半導体レーザのしきい値変動補償には狭制御帯域のフ
ィードバック（閉ループ）制御方式を採用し、かつ微分
量子効率の変動に対しては開ループ制御方式を採用して
いる。 ［０００８］Ｌかしこのような二種類のレーザ発振安定
化制御システムによれば、各制御系には独立した回路構
成が要求されるから、装置全体の構成は複雑化する。も
っと重要なことには、光データ記録モードにおいては、
温度変化に原因した半導体レーザの微分量子効率が変動
することに起因して、半導体レーザを内蔵しているヘッ
ド部のハウジングの温度が上昇してしまい、この結果、
光強度変調の精度が劣化してしまうことである。このよ
うな精度劣化は、レーザ安定化制御の性能を深刻に劣化
させてしまう。 ［０００９］

【発明が解決しようとする課題】この様に従来の半導体
レーザ装置では、半導体レーザの微分量子効率およびし
きい値電流の変動により光強度変調を高精度に行うこと
が難しく、また制御回路が複雑になる、という問題があ
った。 ［００１０１本発明は、制御回路を複雑にすることなく
、広帯域にわたって高精度の光強度変調を可能とした半
導体レーザ装置を提供することを目的とする。 ［００１１１［発明の構成］ ［００１２］

【課題を解決するための手段】本発明による半導体レー
ザ装置は、半導体レーザと、この半導体レーザに駆動電
流を供給する電流駆動回路と、半導体レーザの出力光を
検出する光検出素子と、この光検出素子の出力信号が負
帰還されて電流駆動回路を制御する駆動電流制御手段と
を備える。ここで駆動電流制御手段は、演算増幅器を用
いてその入力端子に外部からの制御電圧が抵抗素子を介
して制御電流に変換されて入力されると共に、モニタ用
光検出素子の出力電流が電流の形のまま負帰還されるよ
うに構成される。この駆動電流制御手段の出力端子に得
られる誤差信号電圧が制御信号として電流駆動回路に供
給されることになる。 ［００１３］本発明はまた、上述の基本構成に加えて、
駆動電流制御手段の出力端子と入力端子間に設けられて
、位相遅れを補償するための補償電流を入力端子に負帰
還する位相補償手段を備える。 ［００１４１本発明はさらに、上述した基本構成におい
て、駆動電流制御手段の伝達関数に、低周波領域の利得
を大きく保つための一つの極と、高周波領域領域の位相
遅れを補償する零点と持たせる。

【００１５］ 【作用】本発明によれば、外部からの制御電圧を抵抗を
介して電流の形で演算増幅器の入力端子に与え、かつ半
導体レーザの光出力をモニタする光検出素子の出力を電
流の形でその入力端子に負帰還することによって、制御
回路全体は等価的に、光検出素子の接合容量等が帰還ル
ープの外に出た、簡単な反転増幅器として見做すことが
できるようになる。この結果、従来のように光検出素子
の接合容量に影響されることなく、帰還パラメータの調
整ができ、高精度のレーザ光強度変調の制御が可能にな
る。 ［００１６］また、光検出素子からの帰還ループに並列
に位相補償手段を設けることによって、制御ループ内の
遅延時間やモニタ用光検出素子の狭帯域特性により生じ
る位相余有の劣化が補償され、帰還制御の広帯域化が図
られる。 ［００１７］さらに駆動電流制御手段の伝達関数（−低
周波領域領域の利得を大きく保つための一つの極と、高
周波領域の位相遅れを補償する零点とを持たせることに
よって、駆動電流制御手段は一次のＬＰ−Ｆ特性に一次
のＨＰＦ特性が加算された特性を持ち、この結果帰還制
御のより光強度設定の高精度化と一層の広帯域化が可能
になる。 ［０，０１８］

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 ［００１９１図１は、本発明の一実施例の半導体レーザ
装置の構成を示すブロック図である。図示のようにこの
装置は、半導体レーザ１２、この半導体レーザ１２に駆
動電流を供給する電流駆動回路１６、半導体レーザ１２
の出力光を検出する光検出素子２２、外部からの制御電
圧Ｖｃによって電流駆動回路１６を制御するための演算
増幅器１４等により構成されている。 ［００２０１外部からの制御電圧Ｖｃは例えば、ディジ
タル情報を表わすように強度変調された変調信号電圧で
あり、これが端子１８から抵抗素子Ｒｉを介して制御電
流Ｉｉとして演算増幅器１４の反転入力端子２９に入力
されている。演算増幅器１４の非反転入力端子２０には
基準電圧Ｖｒが入力されている。 ［００２１１光検出素子２２は例えば、ｐｉｎフォトダ
イオードであり、図のブロック２４で示されるレーザピ
ックアップ部内に半導体レーザ１２と併置されている。 光検出素子２２は端子２６に直流逆バイアス電圧Ｖｂｉ
ａｓが印加されて、半導体レーザ１２からの出力光の一
部、例えば全出射光量の３％程度の光を検出するように
なっている。光検出素子２２の出力電流Ｉｍは、そのま
ま帰還路２８を介して演算増幅器１４の非反転入力端子
２９に帰還されている。 ［００２２１演算増幅器１４の出力端子と帰還路の間に
は、光検出素子２２の応答特性を改善するための位相補
償回路３０として、この実施例ではキャパシタＣｃが設
けられている。したがってこの位相補償回路３０からの
補償電流と光検出素子２２からの出力電流Ｉｍとが帰還
路上で加算されて、全帰還電流Ｉｆとして演算増幅器１
４の非反転入力端子２９に帰還されることになる。 ［００２３］この様な構成において、半導体レーザ１２
の出力光量が変動すると、その変動量は帰還電流Ｉｆと
して演算増幅器１４に負帰還される。このとき、制御電
圧Ｖｃによって抵抗素子Ｒｉに流れる制御電流Ｉｉと帰
還電流Ｉｆとの間の差電流に応じて、演算増幅器１４の
出力には誤差電圧Ｖｅが発生する。この誤差電圧Ｖｅが
電流駆動回路１６に制御信号として与えられ、誤差電圧
Ｖｅが零となるように、すなわち半導体レーザ１２の出
力光量の変動が補償されるように電流駆動回路１６が制
御されることになる。 ［００２４］この実施例によれば、電流モードでのフィ
ードバック制御を行う事によって、簡単な制御回路構成
で高精度の半導体レーザの光強度変調が可能になってい
る。その理由を次に詳しく説明する。 ’００２５１図２は、演算増幅器１４の帰還路の構成を
、等価的にブロック回路３８で表したものである。ブロ
ック３２は、図１の電流駆動回路１６の変換利得係数Ｋ
ｉ　　（Ａ／Ｖ）を表わす伝達要素である。ブロック３
４は、半導体レーザ１２の微分量子効率Ｋｓ（Ｗ／Ｖ）
を表わす伝達要素である。ブロック３６は、光検出素子
２２のモニタ効率Ｋｍ　（Ａ／Ｗ）を表わす伝達要素で
ある。これらの伝達要素３２，３４．３６の直列回路が
等価的に、演算増幅器１４のための帰還抵抗素子Ｒｆと
して機能できる。なぜなら、伝達要素Ｋｉ、Ｋｓ、Ｋｍ
の直列回路の入力端子に、演算増幅器１４の出力電圧（
誤差電圧）Ｖｅを印加したときに、結果として得られる
電に流Ｉｆは、以下の式により与えられるからである。 ［００２６］ 従って、ブロック回路部３８の抵抗Ｒｆは、等簡約にＲ
ｆ＝１／Ｋｉ　−Ｋｓ　−Ｋｍ により定義される。このことは、上記ブロック回路部３
８が、等簡約に、演算増幅器１４の帰還制御のための帰
還抵抗素子Ｒｆとして働くことを意味している。 ［００２７］この場合の演算増幅器１４の帰還回路構成
は、図３に等簡約に示されている。この等価回路におい
て、演算増幅器１４の反転入力と非反転入力間に接続さ
れているキャパシタＣｓｊは、光検出素子２２それ自身
の接合容量（浮遊容量を含む）を表わしている。 ［００２８１図３から明らかなように、図１の実施例の
制御回路全体の構成は演算増幅器を用いた簡単な反転増
幅器と等価になる。そして、演算増幅器１４の帰還パラ
メータは、光検出素子２２の接合容量等の影響を受ける
ことなく、調整することができ、したがって高精度の光
強度変調が可能になる。また演算増幅器１４のための帰
還抵抗素子を付加的に設ける必要性を排除できる。従っ
て、半導体レーザ１２用の制御回路構成は簡略になる。 また、位相補償用キャパシタＣｃは、制御ループ内での
遅延時間による応答特性の劣化を補償しており、これに
より広帯域にわたる制御が可能となっている。 ［００２９１以上の実施例に於いて、さらに広帯域化を
図る上で障害になるのは、制御ループの位相余有を劣化
させる次の二つである。 （ａ）電流駆動回路１６から光検出素子２２に至る帰還
ループの遅延時間と光検出素子２２が持つ低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）特性とよって生じる位相遅れ。 （ｂ）入力部の容量Ｃｓｊと入力抵抗ＲｉによるＬＰＦ
特性による位相遅れ。 ［００３０］具体的に例えば、　（ａ）の位相遅れにつ
いて数値例を挙げる。遅延時間が２ｎｓ　ｃ　ｃ　、Ｌ
ＰＦの遮断周波数が１００ＭＨｚである場合、周波数５
０ＭＨｚにおいて位相遅れは６３度にもなる。これは、
広帯域化を非常に困難にするから、この様な位相遅れに
対する補償が一層の広帯域化のためには必要である。以
下には、〈この様な位相遅れに対する補償を行った第２
．第３の実施例を説明する。 ［００３１１図４は、第２の実施例の半導体レーザ装置
を示している。図４において、図１と対応する部分には
図１と同一符号を付して詳細な説明は省略する。この実
施例では、位相補償回路３０として、キャパシタＣｃと
抵抗Ｒｃの直列回路によって理想抵抗化したものを用い
ている。 ［００３２１通常、半導体レーザの緩和周波数はＩＧＨ
２以上であり、制御信号Ｖに対する演算増幅器］−４の
出力Ｖｅの応答特性がそのまま半導体レーザ１２の光出
力に反映される。したがって制御ループの広帯域化を考
える場合、反転増幅器として働く演算増幅器１４の応答
特性のみに着目すれば良いことになる。上述した（ａ）
の位相遅れよる障害は、光検出素子２２からの帰還電流
■ｆの応答遅延と高周波域での減衰特性として現れる。 この実施例では、位相補償回路３０をキャパシタＣｃと
抵抗Ｒｃの直列回路として、補償電流Ｉｃの応答遅れを
なくすことによって、これを解決している。 ［００３３］この実施例によって広帯域化が図られる理
由を以下に解析的に説明する。 ［００３４］図５は、この実施例の演算増幅器１４の帰
還ループの構成を、先の実施例の図２と同様の方法でブ
ロックで示したものである。図示のように演算増幅器１
４の帰還制御ループは、伝達関数Ｋｉ、Ｋｓ、Ｋｍ（ｓ
）を夫々もつ３つの伝達要素３２’、３４’、３６′の
直列回路３８′として等簡約に表わすことができる。回
路３８′は、帰還抵抗Ｒｆ及び帰還インダクタンスＬｆ
の直列回路と見ることができる。 （００３５１図５において、光検出素子２２のモニタ効
率Ｋｍ　（Ａ／Ｗ）を表わす伝達要素３６′が、上述し
た遅延時間をもち、かつＬＰＦ特性を含む。従って、伝
達要素３６′の伝達関数Ｋｍ（ｓ）は、 となる。但し、ωｄは遅延時間を一次近似して得られる
極を表わし、ωｐはＬＰＦ特性の極を表わしている。 （３）式においては、ｓ２の項は制御系に影響を与える
・ことがないので無視している。式（２）と式（３）考
慮すれば、帰還インピーダンスＺ’ｆ（ｓ））は、とを となる。この式（４）は、演算増幅器１４の帰還路は、
図５に示されているように、抵抗Ｒｆとインダクタンス
Ｌｆの直列回路と等価であることを示している。従って
、半導体レーザ制御装置は、図６に示されているように
、帰還インピーダンス部Ｚｔ（ｓ）をもつ反転増幅回路
として等簡約に考えることができる。この帰還インピー
ダンスＺｔ（ｓ）は、 で与えられる。したがって、　（５）式の分母と分子を
等しくすることによって、帰還インピーダンスＺｔ（ｓ
）を理想抵抗化することができる。すなわち理想抵抗化
の条件は、 Ｒｃ＝Ｒｆ　　　　　　　・・・（６）Ｃｃ＝Ｌｆ／Ｒ
ｆ２　−＜７＞ として求められる。 ［００３６］この様にこの実施例によれば、理想抵抗化
の条件を満たすように位相補償回路３０を構成すること
によって、帰還ループの遅延時間と光検出素子２２の持
つＬＰＦ特性に起因して生じる位相遅れを補償すること
ができ、その結果半導体レーザ光強度変調制御の広帯域
化が可能になる。 ［００３７１次に、もう一つの広帯域化の障害は、上述
の（ｂ）すなわち、入力部の容量Ｃｓｊと入力抵抗Ｒｉ
によるＬＰＦ特性による位相遅れであった。たとえば、
入力部の容量Ｃｓｊは前述のように光検出素子２２の接
合容量でほぼ決まり、その値は数ｐＦとなる。入力抵抗
Ｒｉを２にΩとした場合、このＬＰＦの遮断周波数は十
数Ｎｉ　Ｈｚとなり、制御帯域を大幅に制限することに
なる。 ［００３８］この制御帯域の制限とこれに対する対策を
、図７を参照して説明する。図７は、図１の半導体レー
ザ装置を電流モードに変換して表したものである。等価
帰還抵抗Ｒｆによる帰還電流Ｉｆは、加算点５０に帰還
される。この加算点５０で、制御電圧Ｖｃと抵抗Ｒｃを
等簡約に示した電流源５２からの制御電流Ｉｔと帰還電
流Ｉｆが加算される。また位相補償回路３０の等価イン
ピーダンスＺ　（ｓ）による補償電流Ｉｃは加算点５２
ドに帰還され、ここで加算点５０からの出力電流と加算
される。以上の加算電流は、入力抵抗Ｒｉ、入力部の容
量Ｃｓｉ、演算増幅器１４の入力抵抗Ｒｇ、および位相
補償回路３０の容量Ｃｃを含む並列インピーダンス５６
に流れて、入力部の誤差電圧が得られる。従って、制御
ループの伝達関数の中に、並列インピーダンス５６で決
定される極、すなわち−次のＬＰＦ特性が付加されるこ
とになる。このＬＰＦ特性が帯域制限の原因となる。そ
してこのＬＰＦ特性による制御帯域の制限を補償するに
は、図から容易に理解されるように、演算増幅器１４の
伝達関数Ｆ　（ｓ）に別の零点を追加すればよい。 ［００３９１図８は、この様な観点から広帯域化を図っ
た第３の実施例の半導体レーザ装置である。図１と対応
する部分にはここでも図１と同一符号を付しである。こ
の実施例では、図１の演算増幅器１４の部分を、演算増
幅器６２と補償増幅器６４を組み合わせた駆動電流制御
回路６０として構成している。演算増幅器６２は、上述
した一次のＬＰＦ特性を持つ汎用の演算増幅器である。 これに対して補償用増幅器６４は、演算増幅器６２の伝
達関数に零点を追加して高周波特性を補償するために、
演算増幅器６２に並列接続されている。これら増幅器６
２．６４の出力は加算点６６で並列加算結合される。但
し、演算増幅器６２は反転増幅器であるから、加算点６
６では実際には出力の減算になる。 ［００４０１この実施例による制御帯域の広帯域化を、
次に解析的に説明する。 ［００４１］汎用演算増幅器６２の伝達関数をＡ　（ｓ
）とすると、 として表わされる。ω１は零点である。一方、増幅器６
２．６４が並列接続されて構成される駆動電流制御回路
く６０の所望の伝達関数Ｆ （Ｓ） を、 とすれば、 これを満たす補償増幅器６４の伝達関数Ｈ（ｓ） は、 として求まる。ω２は、補償のために追加されるもう一
つの零点である。 ［００４２］すなわち補償増幅器６４は、式（１０）に
示されるようにゲインＫａ・ω１／ω２を持つ一次バイ
パスフィルタ（ＨＰＦ）特性を持つようにすれば、駆動
電流制御回路６０として（９）式で表わされる特性が得
られる。第２の零点ω２は、補償増幅器６４のゲインを
調整することにより、伝達関数Ｆ　（ｓ）特性の所望の
位置に配置することができる。つまり第２の零点ω２を
、演算増幅器６２の極ω１で決まる制限帯域外の高周波
領域の所望の位置に設定することによって、駆動電流制
御回路６０全体として広帯域化を図ることができる。 ［００４３］図９は、この実施例による制限帯域拡大の
様子を示す利得−周波数特性である。演算増幅器６２の
伝達関数Ａ　（ｓ）は曲線７０で示され、補償用増幅器
６４の伝達関数Ｈ（ｓ）は曲線７２〜７４で示され、全
体としての駆動電流制御回路６０の伝達関数Ｆ　（ｓ）
はこれらを合成した曲線７０〜７４で示される。補償用
増幅器６４のゲインＫｈは、　（１０）式から、Ｋｈ＝
Ｋａ　・ω１／ω２である。例えば、演算増幅器６２の
制御帯域の零点ω１を２０ＭＨｚとし、そのゲイン交差
周波数ωｈを６０ＭＨｚとすれば、追加する零点ω２を
ほぼωｈに設定して、補償用増幅器６４に必要なゲイン
は、演算増幅器６２のそれの１／３となる。これはトラ
ンジスタ−段で実現可能なゲインであり、従ってこの補
償用増幅器６４の接続によって制御ループの遅延時間は
一層短くなる。 ［００４４１図１０は、以上に説明した第１〜第３の実
施例を全て考慮に入れてより具体化した実施例の半導体
レーザ装置を示している。図における演算増幅器８０が
先の実施例で説明した演算増幅器１４或いは６２に相当
する。ｎｐｎ　トランジスタ８２．８４の部分が補償用
増幅器６４を構成している。トランジスタ８２のエミッ
タ出力とトランジスタ８４のベース間に設けられたキャ
パシタ８６がこの補償用増幅器の一次のＨＰＦ特性を決
定している。これら二つの増幅器の出力加算は、ｎｐｎ
トランジスタ８４と８８の電流加算により実現している
。 加算比は、抵抗９４．９６および９０により設定され、
この加算結果により所望の伝達関数Ｆ　（ｓ）が決定さ
れる。 ［００４５］二つの増幅器の出力加算結果は、バッファ
用トランジスタ９２を介して出力される。このバッファ
出力が抵抗８７とキャパシタ８９を介して演算増幅器８
０の反転入力端子に補償電流として帰還されている。す
なわち抵抗８７とキャパシタ８９が、前述の位相補償回
路３０を構成する抵抗ＲｃとキャパシタＣｃに相当する
。ただし厳密には、抵抗８７は、抵抗Ｒｃからバッファ
用トランジスタ９２の出力抵抗を引いた値になる。この
補償電流の負帰還によって、広帯域化時の制御特性の安
定化が図られることになる。 ［００４６］バツフア用トランジスタ９２の出力は、電
流駆動回路１６を構成するトランジスタ１００，１０２
のベースに供給されている。これらのトランジスタ１０
０．１０２のコレクタが半導体レーザ１２に接続されて
、半導体レーザ１２に駆動電流が供給される。トランジ
スタ１Ｏ２のエミッタは抵抗１０４，１０６を介して接
地されている。抵抗１０６は駆動電流検出用であって、
その電位降下をトランジスタ１０１が検出する。検出結
果はトランジスタ１１４に与えられ、このトランジスタ
１１４が半導体レーザ１２の駆動電流を制限する。 電流検出用のトランジスタ１０１のエミッタに設けられ
た抵抗１１６は、電流制限特性を緩やかに動作させるた
めのものである。 ［００４７１電流検出用トランジスタ１０１に並列に接
続されたトランジスタ１１８は、外部的にこのレーザ制
御回路動作をオン、オフ制御するために設けられている
。異常が発生した場合にこのトランジスタ１１８をオン
にすることによって、電流制限用トランジスタ１１４を
オフにし、もって半導体レーザ１２の出力を完全にオフ
にすることができる。 ［００４８１以上の回路構成では、制御ループのゲイン
交差周波数近傍で動作するのは、トランジスタ８２，８
４．８８．９４の４段のみであり、ここでの遅延時間は
１ｎｓｅｃ以下とすることが容易である。これにより、
制御帯域の広帯域化が図られる。そしてこの広帯域化に
よって、半導体レーザが発生するノイズもより広帯域で
抑圧することができる。実際に本発明者の実験によれば
、帰還制御を全く行わない場合と比較して、本発明の帰
還制御により１０ｄＢ以上のノイズ低減が可能であるこ
とが確認されている。 ［００４９１図１１〜図１３は、本発明者による実験の
測定結果である。図１１は、駆動電流制御回路のゲイン
特性（曲線１５０）と位相特性（曲線１５２）である。 これに対して図１２は、本発明による図１０の実施例の
半導体レーザ制御ループのゲイン特性（曲線１６０）と
位相特性（曲線１６２）である。制御帯域が１７５ｋｉ
Ｈ２と高周波域まで安定にレーザ光出力制御が行われて
いることがわかる。また図１３は、本発明による１帰還
制御をオン、オフした場合のノイズ低減の効果を示すも
ので、１０ｄＢ以上のノイズ低減が図られていることが
分かる。 ［００５０１図１４は、本発明の半導体レーザ装置を光
デイスク装置に適用した例を示している。演算増幅器１
４と電流駆動回路１６を含む制御駆動回路部２０１は、
制御電圧Ｖｃ、基準電圧Ｖｒ等を発生する記録／再生コ
ントローラ２１０によって制御される。半導体レーザ１
２及びモニタ用光検出素子２２（ｐｉｎフォトダイオー
ド）２２は、固定された光学ユニット２００内に設けら
れている。データ書込み時、半導体レーザ１２は、情報
によりアナログ的にまたはデジタル的に変調された制御
電圧Ｖｃに従ってレーザビームを出射する。この半導体
レーザ１２の出力光ビームは、レンズ、複合プリズム、
ミラー等により構成される光学系２０２により、読出し
／書込み用光学ヘッド２０４に導かれる。光学ヘッド２
０４はこの光デイスク装置にセットされて回転する光デ
ィスク２０６の半径方向に直線的に移動可能である。半
導体レーザ１２が光ディスク２０６に光学的に記録され
た情報を読出しまたは再生するための弱い光強度のレー
ザビームを出力する場合にも、その読出しビームは、同
様にして光学系２Ｏ２及びヘッド２０４により、光ディ
スク２０６に導かれる。 ［００５１１半導体レーザ１２からの出力光の一部は複
合プリズムによって分離されて、光検出素子２２に入力
され、モニターが行われる。ここで光検出素子２２の前
面には集光レンズ２０８が設けられて、モニタ光ビーム
を収束させて効率よく光検出素子２２に入力するように
なっている。光ディスク２０６の表面に近接して、温度
センサ２１２が配置されている。コントローラ２１０は
、温度センサ２１２からの雰囲気温度検出信号Ｓｔに応
答して、制御電圧Ｖｃの平均値或いは基準電圧Ｖｒのレ
ベルを適切に更新するようになっている。 ［００５２］

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、外
部からの制御電圧を抵抗を介して制御電流の形で演算増
幅器の入力端子に与え、モニタ用光検出素子の出力電流
をやはり電流の形で演算増幅器の入力端子に負帰還する
ことによって、半導体レーザ制御回路全体を、等価的に
、帰還パラメータが光検出素子の接合容量の影響を受け
ずに調整できる簡単な反転増幅器として扱えるようにし
、もって半導体レーザの光強度変調を高精度に行うこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例の半導体レーザ装置の構成を示す
図。

【図２】同実施例の帰還路の等価構成を示す図。

【図３】同実施例の装置の全体構成を等価的に反転増幅
器として示す図。

【図４】第２の実施例の半導体レーザ装置の構成を示す
図。

【図５】同実施例の帰還路の等価構成を示す図。

【図６】同実施例の装置の全体構成を等価的に反転増幅
器として示す図。

【図７】図１の装置構成を電流モードで表わした等価回
路図。

【図８】第３の実施例の半導体レーザ装置の構成を示す
フ フ 図。

【図９】同実施例による制御回路部の周波数特性を示す
図。

【図１０】より具体化した実施例の半導体レーザ装置構
成を示す図。

【図１１】同実施例の制御回路部の周波数特性を示す図
。

【図１２】同実施例の制御ループの周波数特性を示す図
。

【図１３】同実施例の制御によるノイズ低減の効果を示
す図、

【図１４】本発明の装置を応用した光デイスク装置の構
成を示す図。

【符号の説明】

１２・・・半導体レーザ、１４・・・演算増幅器（駆動
電流制御回路）、１６・・・電流駆動回路、２２・・・
光検出素子、３０・・・位相補償回路、１８・・・制御
電圧入力端子、２０・・・基準電圧入力端子（非反転入
力端子）、２９・・・反転入力端子、Ｒｉ・・・抵抗素
子、６２・・・汎用演算増幅器、６４・・・補償増幅器
、６０・・・駆動電流制御回路。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】半導体レーザと、この半導体レーザに駆動
   電流を供給する電流駆動回路と、前記半導体レーザの出
   力光を検出する光検出素子と、入力端子に外部からの制
   御電圧が抵抗素子を介して入力されると共に前記光検出
   素子の出力電流が負帰還される演算増幅器を有し、出力
   端子に得られる誤差電圧信号が前記電流駆動回路に駆動
   電流の制御信号として供給される駆動電流制御手段と、
   を備えたことを特徴とする半導体レーザ装置。
2. 【請求項２】半導体レーザと、この半導体レーザに駆動
   電流を供給する電流駆動回路と、前記半導体レーザの出
   力光を検出する光検出素子と、入力端子に外部からの制
   御電圧が抵抗素子を介して入力されると共に前記光検出
   素子の出力電流が負帰還される演算増幅器を有し、出力
   端子に得られる誤差電圧信号が前記電流駆動回路に駆動
   電流の制御信号として供給される駆動電流制御手段と、
   この駆動電流制御手段の出力端子と前記入力端子間に設
   けられて位相遅れを補償するための補償電流を前記入力
   端子に負帰還する位相補償手段と、を備えたことを特徴
   とする半導体レーザ装置。
3. 【請求項３】前記位相補償手段は、キャパシタまたはキ
   ャパシタと抵抗の直列回路により構成されていることを
   特徴とする請求項２記載の半導体レーザ装置。
4. 【請求項４】前記駆動電流制御手段は、その伝達関数が
   、低周波領域の利得を大きく保つ一つの極と、高周波領
   域の位相遅れを補償する零点とを有することを特徴とす
   る請求項１または２に記載の半導体レーザ装置。