JPH04178025A - 信号変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は特に高精度が要求されるＤ／Ａ変換やＡ／Ｄ
変換に適用される信号変換回路に関する。

（従来の技術） Ｄ／ＡコンバータやＡ／Ｄコンバータを構成スる場合、
その変換精度をいかによくするかが重要なポイントとな
る。そのためには、コストか犠牲になることがよくある
。例えば、ラダー型のＤ／Ａコンバータでは、抵抗の精
度かＤ／Ａ変換精度に直接動いてくるため、製造時の抵
抗のばらつきが問題になる。対処策として、ばらつく抵
抗の抵抗値をレーザトリミング等の手法を用いて微調整
したり、可変抵抗を用いて補償することか行われている
。

また、複数のＤ／Ａコンバータを用いて同しデータをア
ナログに変換させ、その結果をアナログ加算することで
調整をなくして精度を上げる方法も実施されている。第
１０図に２つのＤ／Ａコンバータを用いた従来例を示す
。入力端子５１からディジタルデータＤｉｎを入力し、
２つのＤ／Ａコンバータ５２．５３にそれぞれ入力され
、それぞれアナログに変換された信号を加算し、ローパ
スフィルタ５４を介して出力端子５５にアナログデータ
Ａｏｕｔを得る。

アナログに変換する際の変換誤差がデータと相開かなく
ランダムな場合、２つのＤ／Ａコンバータ出力を加算す
ると、信号レベルは２倍になるが誤差成分はそのままな
ので信号対雑音比（ＳＮ比）は、３（ｄＢ）程の改善が
見込める。オフセットも同様に減少することができる。

さらに高精度化を図るなら、ＤＡコンバータの数を増や
せば良い。

この場合、Ｍ個のＤ／Ａコンバータを用いたとすると１
０１ｏｇＭ１０１ｏの改善となる。

第１１図（ａ）に第１０図のＤ／Ａｍンバータ５２の入
出力特性、同図（ｂ）に第１０図のＤ／Ａコンバータ５
３の入出力特性を示す。同図（ｃ）はコレらＤ／Ａコン
バータ５２．５３の加算結果を１／２した特性である。

各図中の破線はＤ／Ａ変換の理想値である。このように
、特性の改善がなされている。

ところで、従来では、特性改善を重要視するあまり、コ
スト上昇を顧みなかった。調整が必要なラダー型のＤ／
Ａコンバータでは、抵抗値の調整にかかる手間がコスト
アップにつながる。また、Ｄ／Ａコンバータを複数用い
る方法ではＤ／Ａコンバータの数だけコストアップにな
る。

第１２図（ａ）、（ｂ）にＤ／Ａコンバータの変換誤差
のパターンを示す。Ｄ／ＡコンバータをＩＣ化した場合
、例えば抵抗ストリンゲスタイプでは、抵抗体の太さが
徐々に太く、あるいは細くなることがある。すると、例
えば（ａ）図に示すように入力値と変換誤差が相関を持
ってしまう。

この場合、複数のＤ／Ａコンバータを用いても誤差は除
去できない。また、（ｂ）図に示すように、オフセット
があるものでは、入力信号に無相関であっても、回路素
子の製造過程やＤ／Ａ変換方式に起因したオフセットを
除去することは困難である。

一方、Ａ／Ｄコンバータでも同様なことかある。

特に逐次変換型のＡ／Ｄコンバータ等は中に含まれるＤ
／Ａコンバータが誤差発生の要因となる。

（発明が解決しようとする課題） このように、従来では、特性向上のため回路規模の増大
、コストの上昇を招き、そのうえ変換誤差はそれほど小
さくならないという欠点がある。

二の発明は上記のような事情を考慮してなされたもので
あり、その目的は、１つのＤ／Ａコンバータあるいは１
つのＡ／Ｄコンバータヲ用いながら、コストを抑えつつ
変換誤差が削減でき、高精度の信号変換回路を提供する
ことにある。

［発明の構成〕 （課題を解決するための手段） この発明の信号変換回路は、ディジタル信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａコンバータと、前記Ｄ／Ａコンバ
ータに入力されるディジタル信号がこのＤ／Ａコンバー
タの前段で所定の規則に基いて反転・非反転される第１
の信号極性反転手段と、前記Ｄ／Ａコンバータから出力
されるアナログ信号がこのＤ／Ａコンバータの後段で前
記第１の信号極性反転手段による信号の極性反転を元に
戻すべく前記所定の規則に基いて反転・非反転される第
２の信号極性反転手段とを具備したことを特徴としてい
る。

この発明の信号変換回路は、アナログ信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバ
ータに入力されるアナログ信号がこのＡ／Ｄコンバータ
の前段で所定の規則に基づいて反転・非反転される第１
の信号極性反転手段と、前記Ａ／Ｄコンバータから出力
されるディジタル信号をこのＡ／Ｄコンバータの後段で
前記第１の信号極性反転手段による信号の極性反転を元
に戻すべく前記所定の規則に基いて反転・非反転される
第２の信号極性反転手段とを具備したことを特徴として
いる。

この発明の信号変換回路は、ディジタル信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａコンバータと、前記Ｄ／Ａコンバ
ータに入力されるディジタル信号がこのＤ／Ａコンバー
タの前段で所定の規則に基いてレベルシフトされる第１
の信号レベル制御手段と、前記Ｄ／Ａコンバータから出
力されるアナログ信号がこのＤ／Ａコンバータの後段で
前記第１の信号レベル制御手段による信号のレベルシフ
トを元に戻すべく前記所定の規則に基いてレベルシフト
される第２の信号レベル制御手段とを具備したことを特
徴としている。

この発明の信号変換回路は、アナログ信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバ
ータに入力されるアナログ信号が、−（７）Ａ／Ｄコン
バータの前段で所定の規則に基づいてレベルシフトされ
る第１の信号レベル制御手段と、前記Ａ／Ｄコンバータ
から出力されるディジタル信号をこのＡ／Ｄコンバータ
の後段で前記第１の信号レベル制御手段による信号のレ
ベルシフトを元に戻すべく前記所定の規則に基いてレベ
ルシフトされる第２の信号レベル制御手段とを具備した
ことを特徴としている。

（作用） この発明では、Ｄ／Ａコンバータに適用する場合、Ｄ／
Ａ変換の際に入力するデジタル信号を随時ある規則に基
いて変換した後、Ｄ／Ａコンバータに入力させ、アナロ
グ信号が出力される際、そのある規則に基いた変換を元
に戻して出力させるようにし、同じデータが入力されて
もＤ／Ａコンバータでは違うデータとして変換するよう
にする。これにより、変換誤差を散らし、全体的に変換
精度の向上を図る。

Ａ／Ｄコンバータ適用する場合も同様に、Ａ／Ｄ変換に
入力するアナログ信号を随時ある規則に基いて変換した
後、Ａ／Ｄコンバータに入力させ、ディジタル信号が出
力される際、そのある規則に基いた変換を元に戻して出
力させるようにし、同じデータが入力されてもＡ／Ｄコ
ンバータでは違うデータとして変換するようにする。こ
れにより、変換誤差を散らし、全体的に変換精度の向上
を図る。

（実施例） 以下、図面を参照してこの発明を実施例により説明する
。

第１図はこの発明の一実施例による構成を示す回路図で
あり、Ｄ／Ａコンバータに適用したものである。Ｄ／Ａ
コンバータ１の前段と後段に反転制御回路２．３がそれ
ぞれ設けられている。反転制御回路２，３は極性反転信
号Ｓにより連動して制御される。

デジタル入力信号Ｄｉｎはディジタル段において例えば
ユサンプルおきに反転回路４により反転される。反転、
非反転のディジタル信号は信号Ｓ１によりスイッチング
され順次Ｄ／Ａコンバータ１によってアナログ信号に変
換される。その後、上記反転回路４により反転されたア
ナログ信号に関しては反転回路５により元に戻してから
出力し、ローパスフィルタ６を介してアナログ出力信号
Ａ　ｏｕｔを得る。

例えば、入力データとして、あるレベルのデータが固定
で入力された場合を考えてみる。すると、理想値０レベ
ルからずれた変換誤差を持つものでは、時間ｔに伴い第
２図のように変換される。これは時間的に積分すれば変
換誤差がＯに近づくことになる。前記第１２図（ａ）に
おける入力と相関がある変換誤差パターンも同様に第３
図のように変換され、時間的に積分すれば変換誤差かＯ
に近づく。また、前記第１２図（ｂ）における変換入力
と無関係に誤差か分布する場合でも時間積分することに
より、変換誤差を０に近づけることか可能である。

第４図はこの発明の第２の実施例の構成を示す回路図で
あり、第１図の構成の極性反転による信号変換手段をＡ
／Ｄコンバータに適用したものである。Ａ／Ｄコンバー
タＩＪの前段と後段に反転制御回路１２．　１３かそれ
ぞれ設けられている。反転制御回路１２．１３は極性反
転信号Ｓ２により連動して制御される。

アナログ入力信号Ａｉｎはローパスフィルタ１４を介し
てアナログ段において例えば１サンプルおきに反転回路
１５により反転される。反転、非反転のアナログ信号は
信号Ｓ２によりスイッチングされ順次Ａ／Ｄコンバータ
１１によってディジタル信号に変換される。その後、上
記反転回路１５により反転されたディジタル信号に関し
ては反転回路１６により元に戻してから出力し、ディジ
タル出力信号Ｄ　ｏｕｔを得る。Ａ／Ｄコンバータ適用
時も上記第３図の構成と同様に時間的に積分すれば変換
誤差か０に近づくことになり、Ａ／Ｄ変換精度の向上が
図れる。

第５図はこの発明の第３の実施例の構成を示す回路図で
あり、Ｄ／Ａコン・く−夕に適用したものである。前記
第１図ではＤ／Ａ変換前と後に極性反転方式の回路を用
いて変換誤差を散らしたのに対して、この実施例では入
力レベルの大きさに着目した場合である。

Ｄ／Ａコンバータ２１の前段と後段に乗算器２２、可変
ゲインアンプ２３がそれぞれ設けられている。

乗算器２２、可変ゲインアンプ２３はディジタル段にお
けるレベル検出器２４を介してのレベルコントローラ２
５により制御される。

例えば、ディジタル入力信号Ｄｉｎのレベルがフルスケ
ールに対して１／４以下であったことをレベル検出器２
４が検知する。この場合、信号Ｄｉｎのレベルをサンプ
ル毎に、（１）そのまま、（２）２倍する、り３）４倍
する、といった３種類のレベル変換動作が順番に、また
は乱数的にレベルコントローラ２５によって行われる。

乗算器２２を介してこの結果をＤ／Ａコンバータ２１に
よりＤ／Ａ変換した後、可変ゲインアンプ２３により元
のレベルに戻し、ローパスフィルタ２Ｂを介してアナロ
グ出力信号Ａｏｕｔを得る。もし、入力かフルスケール
の１／４以上１／２以下の場合は（１）または（２）の
いずれかを選択するようにする。これにより、変換誤差
の減少の効果が期待できる。また、この方式にさらに極
性反転を併用することにより、オフセットの除去も可能
になる。

第６図はこの発明の第４の実施例の構成を示す回路図で
あり、上記第５図の構成のレベル変換による信号変換手
段をＡ／Ｄコンバータに適用したものである。

Ａ／Ｄコンバータ３１の前段と後段に可変ゲインアンプ
３２、乗算器３３かそれぞれ設けられている。

可変ゲインアンプ３２、乗算器３３はアナログ段におけ
るレベル検出器３４を介してのレベルコントローラ３５
により制御される。

アナログ入力信号Ａｉｎはローパスフィルタ３６を介し
てレベルコントローラ３５の制御による可変ゲインアン
プ３２でレベルが変えられる。Ａ／Ｄコンバータ３１に
よりＡ／Ｄ変換された後、乗算器３３はレベルコントロ
ーラ３５によりディジタル信号をしベル変換前のレベル
に戻し、ディジタル出力信号Ｄ　ｏｕｔを得る。上記第
５図の構成と同様に変換精度の向上が期待てきる。

以上は、時間積分による誤差の減少という手段だが、そ
のサンプルでの誤差の減少手段として例えば次のような
方法がある。

第７図はこの発明の第５の実施例の構成を示す回路図で
あり、Ｄ／Ａコンバータに適用したものである。前記第
１図の構成と同様にＤ／Ａ変換前には極性反転方式の回
路を用いている。

Ｄ／Ａコンバータ４１の前段において、ディジタル入力
信号Ａｉｎの一方の信号経路に反転回路４２を備えた反
転制御回路４３が設けられている。Ｄ／Ａコンバータ４
１の後段にはサンプルホールド回路４４゜４５がそれぞ
れ設けられている。サンプルホールド回路４４．４５そ
れぞれの出力端は減算器を構成するアンプ４Ｂの反転入
力端子、非反転入力端子に接続されている。アンプ４５
の出力はローパスフィルタ４Ｂを介してアナログ出力信
号Ａ　ｏｕｔとなる。

上記第７図の構成の回路動作を第８図のタイミングチャ
ートを参照して説明する。

信号Ｄｉｎが人力されると反転制御回路４３におけるス
イッチＳＷ４で１つの信号Ｄｉｎの前半、後半で極性を
反転させる。これを高速のＤ／Ａコンバータ４１を用い
てＤ／Ａ変換する。その出力を正のデータならＳＷ２を
閉してＳ／Ｈ＋にホールド、負のデータの場合にはＳＷ
３を閉じてＳ／Ｈ−にホールドさせる。それぞれホール
ドさせたデータをアンプ４６で減算することにより、誤
差の少ないデータを検出することができる。このタイミ
ングチャートでＤＩ’で示したのは誤差を減じたＤＩの
データである。（Ｄｉ　＋Ｄ２　）／２といった隣り合
わせのサンプルを加算し１／２したデータが出るか、こ
れにより等価的に２倍のオーバサンプリングをしている
ことになる。しかし、このようなデータを使用したくな
い場合にはこれをさらにサンプルホールド回路を用いて
排除してもよい。

また、高速のＤ／Ａコンバータが用いることができない
１つのサンプルで正負のデータを作ることがてきないが
、加算結果を出力することができる。この場合、第９図
のタイミングチャートに示すように、前記第１図と同様
に交互に入力信号を反転出力してもよい。

なお、サンプルホールド回路を用いる場合でもＡ／Ｄコ
ンバータを用いる場合も構成可能であり、また、第５図
や第６図に示したレベルを変える・方法などでも構成す
ることができる。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、入力信号を随時
ある規則に基いて変換した後、Ａ／ＤフンバータやＤ／
Ａフンバータを介した後、ある規則に基いた変換を元に
戻して出力させるようにしたので、同じデータが入力さ
れても違うデータとして変換するようになり、変換誤差
を散らすことができる。これにより、全体的に変換精度
が向上し、１つのＤ／Ａコンバータあるいは１つのＡ／
Ｄコンバータを用いながら、コストを抑えつつ、高精度
の信号変換回路が提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による構成を示す回路図、
第２図及び第３図はそれぞれ第１図の回路における信号
変換特性図、第４図はこの発明の第２の実施例の構成を
示す回路図、第５図はこの発明の第３の実施例の構成を
示す回路図、第６図はこの発明の第４の実施例の構成を
示す回路図、第７図はこの発明の第５の実施例の構成を
示す回路図、第８図は第７図の構成の回路動作を示すタ
イミングチャート、第９図は第７図の構成の回路動作を
示す他のタイミングチャート、Ｍ２Ｏ図は従来の信号変
換回路を示す２つのＤ／Ａコンバータを用いた構成の回
路図、第１１図（ａ）ないしくｃ）はそれぞれ第１０図
の各回路の入出力特性図、第１２図（ａ）、（ｂ）はそ
れぞれＤ　／　Ａ　コンバータの変換誤差のパターンを
示す特性図である。 Ｉ・・・Ｄ／Ａコンバータ、２．　３．１２．１３・・
・反転制御回路、４．　５．１５．１６・・・反転回路
、６．１４・・・ローパスフィルタ、１１・・・Ａ／Ｄ
コンバータ。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第１図 第２図 ＱｉｎＤｉ　　　０２　　　Ｄ３　　　Ｄ４　　　Ｄ５
―ｔ　　日ロロロ日日（へ）ロ日ロ 第８図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
   コンバータと、 前記Ｄ／Ａコンバータに入力されるディジタル信号がこ
   のＤ／Ａコンバータの前段で所定の規則に基いて反転・
   非反転される第１の信号極性反転手段と、 前記Ｄ／Ａコンバータから出力されるアナログ信号がこ
   のＤ／Ａコンバータの後段で前記第１の信号極性反転手
   段による信号の極性反転を元に戻すべく前記所定の規則
   に基いて反転・非反転される第２の信号極性反転手段と を具備したことを特徴とする信号変換回路。
2. （２）アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
   コンバータと、 前記Ａ／Ｄコンバータに入力されるアナログ信号がこの
   Ａ／Ｄコンバータの前段で所定の規則に基づいて反転・
   非反転される第１の信号極性反転手段と、 前記Ａ／Ｄコンバータから出力されるディジタル信号を
   このＡ／Ｄコンバータの後段で前記第１の信号極性反転
   手段による信号の極性反転を元に戻すべく前記所定の規
   則に基いて反転・非反転される第２の信号極性反転手段
   と を具備したことを特徴とする信号変換回路。
3. （３）ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
   コンバータと、 前記Ｄ／Ａコンバータに入力されるディジタル信号がこ
   のＤ／Ａコンバータの前段で所定の規則に基いてレベル
   シフトされる第１の信号レベル制御手段と、 前記Ｄ／Ａコンバータから出力されるアナログ信号がこ
   のＤ／Ａコンバータの後段で前記第１の信号レベル制御
   手段による信号のレベルシフトを元に戻すべく前記所定
   の規則に基いてレベルシフトされる第２の信号レベル制
   御手段と を具備したことを特徴とする信号変換回路。
4. （４）アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
   コンバータと、 前記Ａ／Ｄコンバータに入力されるアナログ信号がこの
   Ａ／Ｄコンバータの前段で所定の規則に基づいてレベル
   シフトされる第１の信号レベル制御手段と、 前記Ａ／Ｄコンバータから出力されるディジタル信号を
   このＡ／Ｄコンバータの後段で前記第１の信号レベル制
   御手段による信号のレベルシフトを元に戻すべく前記所
   定の規則に基いてレベルシフトされる第２の信号レベル
   制御手段と を具備したことを特徴とする信号変換回路。