JPH04150794A - ブリッジ型駆動回路およびそれを用いた磁気ディスク装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はインダクタンス負荷を駆動するプリッジ型駆動
回路およびそれを用いた磁気ディスク装置に係り、特に
磁気ヘッド駆動回路を小型・低消費電力化するのに好適
なブリッジ型駆動回路ならびにこれを用いた磁気ディス
ク装置に関する。

〔従来の技術〕

インダクタンス負荷に電流を供給する場合の低消費電力
駆動の一般的手法としてはＰＷＭ駆動法があり、これに
関する公知例として見城尚志著“マイコンエツジのサー
ボ・パワーエレクトロニクス”総合電子出版社（１９８
９年）第１３５頁から第１４１頁において論じである。

第１２図は従来のＰＷＭ駆動法を説明するための回路図
で、上記公知例の例えば＠５．１３に相当するものであ
る。このような回路は、その形状からＨブリッジ回路と
呼ばれる。ＴｒｌとＴｒ、はＨブリッジ型駆動回路の上
アームトランジスタ、Ｔｒ２とＴｒ４は下アームトラン
ジスタと呼ばれる。ここでは、Ｔｒ工からＴｒ４の４つ
をＮＰＮ　トランジスタで構成した例である。Ｄｏ工か
らＤｌ＋４はダイオード、Ｍはモータ等のインダクタン
ス負荷である。本駆動回路で負荷電施工しとして、図中
の矢印方向の正電流を供給する場合、Ｔｒ、とＴｒ、を
オフ、Ｔｒ４をオンとし、Ｔｒ工をオン・オフ駆動（Ｐ
ＷＭ駆動）する。すると、Ｔｒユがオンの時には電［Ｖ
ｏｏＨからＴ　ｒ１３Ｍ埠Ｔ　ｒ４と電流が増加しなが
ら流れ、Ｔｒ工がオフのときにはＤ　ｏ　ｚ　埠Ｍ　＃
　Ｔ　ｒ　４と還流電流（または回生電流）が減少しな
がら流れる。すなわち、Ｔｒ工がオンのデユーティ比を
制御することにより負荷電流ＩＬの電流平均値を制御す
ることが可能である。負の負荷電流ＩＬを制御するには
Ｔｒ、とＴｒ、をオフ、Ｔｒ２をオン、Ｔｒ、をオン・
オフ駆動（ＰＷＭ駆動）させればよい。

一方、上アームトランジスタのＴｒ工やＴｒ、をオン・
オフ駆動（ＰＷＭ駆動）しないで連続的にオンさせ、連
続的に電流を流して駆動する方法をリニア駆動と呼ぶ。

リニア駆動の場合には各トランジスタの主要動作領域は
、エミッタ・コレクタ間電圧とコレクタ電流が共にゼロ
近辺でない線形領域にある。このためトランジスタの該
エミッタ・コレクタ間電圧と該コレクタ電流の積に相当
する消費電力が大きい。ＰＷＭ駆動では各トランジスタ
はエミッタ・コレクタ間に電圧があまりかからない飽和
状態（オン状態）か、コレクタ電流が流れない遮断状態
（オフ状態）で使用するため消費電力が小さい。従って
リニア駆動はＰＷＭ駆動に比べ、トランジスタで消費さ
れる電力が大きいという問題がある。

さてここで磁気ディスク装置では磁気ヘッドを移動する
ためのボイスコイルモータの駆動を行なう。このボイス
コイルモータがインダクタンス負荷を形成し、これを出
来るだけ低消費電力で駆動したいという要請がある。磁
気ヘッドの制御においては、磁気ヘッドをまず目標トラ
ックの位置まで高速に移動するシーク期間がある。つい
で目標トラックに移動後に磁気ヘッドを押すバネの反発
力と釣り合うトルクを発生させ、磁気ヘッドを目標トラ
ック上に固定してこれをフォローするフォロイング期間
がある。シーク期間には磁気ヘッドを高速に移動するた
め、ボイスコイルモータに大電流を供給する。３．５　
インチ磁気ディスクの典型的な一例では、約ＩＡ程度の
電流を供給する。

フォロイング期間には、目標トラック上をフォローする
だけでよいので、小電流を供給する。同様の典型的な一
例では約１００ｍＡ程度を供給する。

ディスク上に記憶されたデータの読み取りは主にフォロ
イング期間に行なわれる。シーク期間には、磁気ヘッド
を目標トラックへ到達させるために必要な現在のトラッ
ク位置等の、サーボデータの読み取りが行なわれる。

上記の磁気ディスク装置の駆動の特徴の１つは、大電流
の駆動（シーク期間）と、小電流の駆動（フオロイング
期間）が、混在して行なわれることである。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来のＰＷＭ駆動の場合には負荷電施工しは高周波
電流成分を含むのこぎり波となる。このとき負荷電流の
小さいフォロイング期間にも電流駆動能力の大きな第１
の能動素子を用いて平均負荷電流を設定する。このため
、パルス状の負荷電流のピーク値が大きくなり、幅対性
雑音が増大すると言う欠点が有った。これが磁気ヘッド
へ取り込まれる。このため磁気ヘッドによる上記のデー
タや上記のサーボデータの読み取りが正常に行えないと
いう問題があった。

また負荷電流のピーク値が大きいので、その分ＰＷＭ駆
動のデユーティ比を十分小さくする必要が有る。このた
めフォロイング期間の平均負荷電流を一定に保つための
制御性が悪いという欠点が有った。

このため従来、ボイスコイルモータの駆動には雑音が小
さいリニア駆動を用いる必要があった。

従って駆動用トランジスタで消費される電力の低減を図
ることができないという問題があった。

リニア駆動における消費電力の大きさは、上記の例では
、フォロイング期間では負荷電流ＩＬが１００ｍＡと小
さいのに負荷であるボイスコイルモータの抵抗が１００
程度と小さい。このためボイスコイルモータではおおよ
そ１■程度の電圧しか消費されない、従って電源電圧の
大部分が能動素子に印加され、このためフォロイング期
間において十分低消費電力化できなかった。その結果上
記例の駆動回路では消費電力がＩＷ以上必要であった・ ここで上記の駆動回路やサーボ回路を１つの集積回路（
１チツプ）の上に集積したいという要請がある。しかし
一般に集積回路では消費電力を高嵩ＩＷ以下に押さえな
いと、強制冷却等の装置が必要になり、通常の小型機器
には適用できないという問題がある。従って上記のリニ
ア駆動を用いた駆動回路では、上記の回路をワンチップ
化することが難しいという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的と
するところは、低消費電力で低雑音のＰＷＭ駆動を用い
たブリッジ型駆動回路およびそれを用いた磁気ディスク
装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するための本発明の手段は、第１の動作
電位点（ＶＤＤＨ）と第２の動作電位点（Ｇ、ＮＤ）と
の間に直列接続された第１の能動素子（ＭＵＬ）と第２
の能動素子（ＭＤＬ）と。

上記第１の動作電位点（ＶＤＤＨ）と上記第２の動作電
位点（ＧＮＤ）との間に直列接続された第３の能動素子
（ＭＵＲ）と第４の能動素子（ＭＤＲ）と。

上記第１の能動素子（ＭＵＬ）と上記第２の能動素子（
ＭＤＬ）との共通接続点に接続された第１の端子と、 上記第３の能動素子（ＭＬＪＦ＋）と上記第４の能動素
子（ＭＤＲ）との共通接続点に接続された第２の端子と
を具備し、 上記第１の端子と上記第２の端子との間に負荷（ＬＶＣ
Ｍ）を接続することにより、第１の期間において、上記
第１の能動素子（Ｍｕし）と上記第４の能動素子（ＭＤ
Ｒ）とを導通することによって上記第１の動作電位点（
Ｖｏｏｓ）と上記第２の動作電位点（ＧＮＤ）との間に
上記第１の能動素子（ＭＵＬ）、上記負荷（Ｌ　ｖｃＭ
）および上記第４の能動素子（ＭＤＲ）の経路を介して
、電流を流すように構成したブリッジ型駆動回路であっ
て、 上記第１の能動素子（ＭＵＬ）と並列に上記第１の動作
電位点（ＶＤＤＨ）と上記第１の端子との間に上記第１
の能動素子（Ｍｕし）より実質的に電流供給能力の小さ
い第５の能動素子（ＭＵＬＸ）を接続せしめ、 第２の期間において、上記第１の能動素子（ＭＬＩＬ）
を非導通、上記第４の能動素子（ＭＤＲ）および上記第
５の能動素子（ＭｕＬｘ）を導通とすることによって上
記第１の動作電位点（Ｖ　ＤＯＮ）と上記第２の動作電
位点（ＧＮＤ）との間に上記第５の能動素子（ＭＵＬＸ
）　、上記負荷（Ｌ　ＶＣＭ　）および上記第４の能動
素子（ＭＤＲ）の経路を介して電流を流すように構成し
たことを特徴とするブリッジ型駆動回路およびこれを用
いた磁気ディスク装置とすることである。（第１図参照
。） 〔作用〕 上記第１の期間においては、電流供給能力の大きな第１
の能動素子によって負荷に大きな電流が供給されること
ができる。従って、例えば、磁気ディスク装置において
、磁気ヘッドを目標トラックの位置まで移動するまでの
シーク期間を短縮することができる。

第２の期間においては、電流供給能力の小さい第５の能
動素子によって小さな電流が負荷に供給される。従って
、例えば磁気ディスク装置における第２の期間、すなわ
ち負荷に小さな電流を供給することによって磁気ヘッド
を目標トラック上に固定しフォローするフォローイング
期間において、電流供給能力の小さい第５の能動素子に
よって負荷が駆動できる。

従って、負荷電流のピーク値を小さくでき、その分ＰＷ
Ｍ駆動のデユーティ比を大きくできる。

その結果フォロイング期間の平均負荷電流を一定に保つ
ための制御性が向上できる。またこの方法では負荷電流
のピーク値が小さい分、輻射性雑音が大幅に減少できる
効果が有る。これにより磁気ディスク装置のボイスコイ
ル駆動回路において。

低消費電力のＰＷＭ駆動回路を用いることができるとい
う効果がある。また低消費電力化により、上記駆動回路
の集積回路化が容易になる効果がある。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面により詳細に説明する。第
１図は本発明の第１の実施例の駆動回路図である。Ｖ　
ＤＤＨは出力回路の電源電圧、Ｌ　ＶＣＮはボイスコイ
ルモータのインダクタンス、ＲｖｃＭはＬｌ／ＣＭと直
列に存在する抵抗成分でボイスコイルモータの寄生抵抗
成分と負荷電流検出用のセンス抵抗の合計、Ｉ　ｖｃＭ
は負荷（Ｌ　ｖｃｓおよびＲ１／ｃＮ）に流れる負荷電
流である。磁気ヘッドの制御は目標トラックに磁気ヘッ
ドを移動させるシーク期間と目標トラックに磁気ヘッド
が移動後、磁気ヘッドを押すバネの反発力と釣り合うト
ルクを発生させ、磁気ヘッドを目標トラックに固定する
フォロイング期間からなる。　ＭｕＬｓ　ＭｕＲ＊　Ｍ
ＤＲ９ＭＤＬはシーク期間にＬ　ｖｃＭに電流を供給す
るためのＮチャネルＭＯＳトランジスタ、ＭＵＬＸとＭ
　ｕＲｘはフォロイング期間にＬ　ＶＣＭに電流を供給
するためのＮチャネルＭＯＳトランジスタである。従来
例の第１２図にあった還流電流用のダイオードＤ０１か
らＤｏ、はここではＭＯＳトランジスタのドレインボデ
ィ間ダイオードで代用させている。本実施例ではトラン
ジスタの消費ｔカ低蹟のため従来の磁気ディスク装置の
ボイスコイルモータ駆動回路で使用されていたリニア駆
動方式の代わりに、フォロイング時の駆動にＰＷＭ駆動
を用いた。ＰＷＭの欠点である雑音防止のため、シーク
時に使用するＭＯＳトランジスタＭｇｌ、　Ｍｕｙ＋よ
り１桁程度小さいフオロイング用ＭＯ８ｈランジスタＭ
ｕＬｘｔＭＬＩＲＸを設けた。　ＭＵＬＸ　（ＭＵＲＸ
）はシーク用のＭＯＳトランジスタＭＬＩＬ　（ＭＵＲ
）に比べ電流駆動能力が約１桁小さいため、フォロイン
グ時のＰＷＭ駆動をＭＵＬ　（ＭＵＲ）で行った場合に
比べ負荷電流の最大値が小さくなる。このため、ＰＷＭ
駆動により磁気ヘッドに飛び込む放射性雑音の大きさを
小さくすることが可能である。また、所望の平均負荷電
流Ｉ　ｖｅＭ（ｍｅａｎ）を得るためのＰＷＭ駆動のオ
ンデユーテイはＭＵＬＸ　（ＭＬＩＲχ）を用いた方が
大きくなるため、Ｉ　ＶＣＭの脈流が小さく、精度の良
い電流制御が行えるという利点がある。また、ＭＵＬ　
（ＭｕＲ）に比べＭｕｔ、ｘ　（ＭｕＲｘ）の方が入力
容量が小さいことからＭｏＳトランジスタのゲート駆動
電力が小さくてすむという利点もある。

フオロイング期間におけるＰＷＭ駆動は下記の方法によ
り行える。正のＩ　ＶＣＭを得るためにはＭｕＬｘをＰ
ＷＭ駆動する。すなわち、ＭυしＸとＭＤＲをオン状態
にし、ＭυしとＭＵＲとＭＤＩ、とＭＵＲＸ　をオフ状
態にし、Ｍｕｔ、ｘａＬｖｃＩ４ｅ　ＲｖｃＭ”ｈＭｏ
＊という経路で負荷に電流を供給し、目標負荷電流以上
に達した場合にはＭｕｔ、ｘをオフ状態にし、ＭｏＬＲ
Ｌ　ｖｃｓ　＋　Ｒｙｃｓ埠ＭＤＲという還流電流モー
ドに切り替える。負荷電流が目標値以下に達した場合に
は再びＭＵＬＸをオン状態にする。ここで、ＭＵＬＸを
オフにしたときＭＤＬをオフのままにした場合でもＭｏ
ｔ、のドレイン・ボディ間が順バイアスされるため負荷
電流を供給できるが、負荷電流の減衰時定数を小さくす
るためＭＵＬＸをオフにしたときはＭＤＬをオンにしＭ
ＤＬでの電圧降下を低減することも可能である。逆向き
のフォロイング負荷電流を供給するにはＭｕＲＸをＰＷ
Ｍ駆動する。フォロイング時の電流駆動は磁気ヘッドを
押すばねと釣り合う逆方向のトルクを発生することが目
的であるため、供給する負荷電流の向きは１方向だけで
も良い。この場合にはフォロイング用のＭＯＳトランジ
スタＭｕＲｘは不要となる。磁気ディスク装置の場合、
負荷に供給する電流レベルが２種類であるため駆動素子
を２つ並列に設けたが、もしも駆動電流レベルを３種類
とする場合にはＭｕｔ、とＭＵＲと並列にさらに駆動素
子を追加することも可能である。

第２図は本発明の第１の実施例でシーク期間にＰＷＭ駆
動する場合のタイムチャートである。シーク期間はもと
もと電流レベルが大きいため一般にリニア駆動の場合で
も電源電圧はほとんど負荷にかかり、消費電力の損失は
少ない。このため、ＰＷＭ駆動したときにもトランジス
タの消費電力を低減させる効果は小さい。しかし、上ア
ームトランジスタとしてＮチャネルＭｏＳトランジスタ
を使用した場合、リニア駆動では目標電流を得るための
追随速度を速くするためにゲートの昇圧を強力なチャー
ジポンプ回路で行う必要があり、またこのチャージポン
プのクロックによる雑音がサーボデータの読み取りに影
響を与えないようにする必要があるという問題がある。

これに対しＰＷＭ駆動では、ゲートの昇圧をブートスト
ラップ法を用いて容易に行えるという利点がある。

シーク期間でのＩ　ｖｃｒ＜の平均電流は本実施例では
ＩＡ以上と高いため、このオン・オフ動作による雑音を
低減することは困難である。リニア駆動によるアナログ
サーボ方式の場合には上記の雑音発生がないため、シー
ク期間にサーボデータの読み取りを常時行う。しかしボ
イスコイルモータをＰＷＭ駆動した場合にはシーク期間
に磁気ヘッドに大きい放射性雑音が入射し正常なサーボ
データの読み取りは困難になる。このため本実施例では
サーボデータの読み取りを間歇的に行うセクタサーボ方
式の特徴と、オン・オフ動作を間歇的に行うＰＷＭ駆動
の特徴を融合した新たなデータ読み取り方式を提供する
。セクタサーボ方式では磁気ディスクの所定の箇所にト
ラック信号が書かれてあり、その情報を１サ一ボ周期ご
とに読み取りデジタルサーボする方式である。このため
、ＰＷＭ駆動での電流スイッチのタイミングをこのサー
ボデータ読み取りのタイミングとは別のときに行うこと
により、たとえボイスコイルモータから発せられる高い
放射性雑音があってもサーボデータの読み取りには影響
を与えない。このため正常なシークを行えるという利点
がある。サーボ周期を２００μｓ、ＰＷＭの周期を５０
μＳとした場合を例に取り具体的に述べると以下のよう
になる。

サーボ周期の最初の２５μｓをサーボデータの読み込み
期間に設定し、ＰＷＭ周期の最初の２５μｓを電源から
負荷電流を供給しない期間（還流電流モードのみ生じる
期間）に設定する。そして、ＰＷＭ周期の後半の２５μ
ｓを電源から負荷電流を供給しうる期間、すなわち、能
動素子のスイッチングが生じる可能性のある期間に設定
すると、サーボデータの読み込みの期間には決して能動
素子のスイッチングが行われない。このため、能動素子
のスイッチングによる雑音がサーボデータの読み込みに
悪影響を与えることがなくなる。なお、ＰＷＭの周波数
はサーボ周波数より高くし、ＰＷＭ駆動による機械系と
の共振を防ぐことが望ましい。

シーク期間におけるＰＷＭ駆動を第１図を用いて以下に
説明する。正のＩ　ＶＣＭを得るためにはＭＵＬをＰＷ
Ｍ駆動すれば良い。すなわち、ＭｕＬとＭＤＲをオン状
態にし、ＭＵＬＸとＭＵＲとＭＤＬとＭＵＲＸをオフ状
態にし、Ｍ　ＩＪＬ　＝＞　Ｌ　ＶＣＭ　坤Ｍ　ＤＲと
いう経路で負荷に電流を供給し、目標負荷電流以上に達
した場合にはＭＵＬをオフ状態にし、Ｍ□ＬａＬｙ（Ｈ
ａＭＤＲという還流電流モードに切り替え負荷電流を供
給する。負荷電流が目標値以下に達した場合には再びＭ
ＵＬをオン状態にする。ここで、ＭＩＪＬをオフにした
ときＭＯＬをオフのままにした場合でもＭＤＬのドレイ
ン・ボディ間が順バイアスされるため負荷電流を供給で
きるがＭＤＬのドレイン・ボディ間ダイオードでの電圧
降下に比べ、ＭＤＬをオン状態にした場合の電圧降下の
方が小さくできるため消費電力低減のためにはＭＵＬと
ＭＤＬは逆位相でＰＷＭ駆動することが望ましい。なお
この時、Ｍｕｔ、とＭｏｔ、が同時にオン状態となると
Ｖ　ＤＤＨから貫通電流が流れるためそのタイミングに
は注意を要する。逆向きの負荷電流を供給するにはＭＩ
ＪＲをＰＷＭ駆動する。ここでフォロイング用のＭＯＳ
トランジスタＭｕＬｘとＭＵＲＸはオン抵抗が小さくな
くても良いためゲート電圧はＶ　００８以上に昇圧する
必要がなかった。しかしシーク用のＭＯＳトランジスタ
ＭＵＬとＭＵＲとしてＮチャネルＭＯＳトランジスタを
用いた場合には、ブートストラップまたはチャージポン
プ等の手法により電源電圧Ｖ　ＤＤＨに比ベゲート電圧
を昇圧して駆動するとオン抵抗がｔＪＸさくなる効果が
ある。

電流スイッチのタイミングをサーボデータ読み取りのタ
イミングとは別のときに行うという考え方は特にＰＷＭ
駆動で重要となるが通常のリニアアンプによる駆動の場
合でもサーボデータ読み取りのタイミングには負荷への
供給電流を変化させないか、または変化させる場合でも
急激な変化をさせない駆動を行うことはシーク時期にお
ける低雑音サーボ法として望ましい。

第３図は本発明の第１の実施例の詳細駆動回路図で、第
４図はその駆動表である。第３図では左側のアーム駆動
回路のみを示しである。右端のＬ　ＶＣＭが負荷であり
、その右側に図と同様の回路を対称的に設ける（本実施
例では負方向のフォロイング回路は設けてない。）Ｒ工
ｅ　Ｒｚｔ　Ｒ４はＭＯＳトランジスタのドレイン電流
の変化率を低減するためのゲート抵抗である。Ａｔ、は
ＭＤＬをオン・オフするための電圧端子、ＢしはＭＵＬ
をオンするため電圧端子である。Ｃｔ、はＭＩＪＬのゲ
ートを電源電圧Ｖ　００８以上に昇圧するためのチャー
ジポンプ回路用クロック入力端子、ＤしはＭυＬＸをオ
ン・オフするための電圧端子である。Ｃ１はＭｕＬのゲ
ートを電源電圧Ｖ　００８以上に昇圧するためのブート
ストラップ用のキャパシタである。本回路ではＭＵＬの
ゲート昇圧のためチャージポンプ回路とブートストラッ
プ回路を併用しているがどちらか１つを使用するだけで
も良い。

第５図は本発明の第１の実施例のブロック回路図である
。ＶＣＭはボイスコイルモータである。

従来の磁気ディスク装置では目標トラックデータと現在
の磁気ヘッドで検出したサーボ情報を基にデジタル演算
を行い、目標速度を決定し、それをアナログ信号に変え
、さらに必要に応じ機械系の振動防止のためのノツチフ
ィルタを通した後の信号をリニアアンプに入力して駆動
していた。これに対し本発明のボイスコイルモータ駆動
回路ではデジタル信号をそのまま信号パルス幅に変換し
駆動を行うことができるため、デジタル演算回路の計算
結果をアナログ信号に変換せずにＰＷＭ型ボイボイスコ
イル駆動回路続できるため部品点数を低減できるという
利点がある。また、本発明によるとＶＣＭドライバ回路
の低消費電力化が可能となるため、サーボ用に使用する
マイクロプロセッサまたはデジタルシグナルプロセッサ
からなるデジタル演算回路をドライバ回路とワンチップ
化することも可能となる。このため、駆動ボードの小型
化が図れるという効果がある。

第６図は本発明の第１の実施例のＰＷＭ駆動回路に第５
図のブロック図で示したように直接デジタル信号が入力
がされないで、従来の如くアナログで入力される場合の
インターフェース回路である。ＶＩＮはボイスコイルモ
ータに流す目標電流値に対応する制御入力電圧、ｖｒｅ
ｚｏは実際にボイスコイルモータに流れている電流値ま
たは磁気ヘッドが存在する位置信号波形にのこぎり波を
重畳させた基準電圧である。ＶＩＮとＶｒｅｉ。の大小
関係をコンパレータ３で比較し、この結果により負荷に
流す電流をパルス幅変調する。Ｖ　ｒ　ｅ□□は正方向
の負荷電流をシークモードにするかフオロイングモード
にするかの判定をコンパレータ１で行うための基準電圧
、Ｖ　ｒ　ｅ　ｉ　２は正方向電流のフオロイングモー
ドにするか負方向電流のシークモードにするかの判定を
コンパレータ２で行うための基準電圧である。前記パル
ス幅変調により得られる電圧は制御モードにより第３図
の入力端子ＡＬ、ＢＬ＃ＣＬｔ　ＤＬＴ　ＡＲＩ　ＢＲ
Ｉ　ＣＲに印加する。第６図の入力Ｚには、サーボデー
タの読み込み期間に”Ｌ”状態となる信号を印加する。

これにより第２図で述べたようにシーク時の急激な負荷
電流変化を防止可能となる。

第７図は本発明の第１の実施例の駆動回路をさらに低雑
音化するためのブロック回路図である。

本実施例では負荷のＬ　ＶＣＭに流れる高周波成分を低
減するためにＬ　ＶＣＭと並列にハイパスフィルタを設
は磁気ヘッドに飛び込む放射性雑音の原因となる高周波
電流成分が負荷に流れないようにしである。

第８図は本発明の第２の実施例の駆動回路である０本実
施例では第１図のフオロイング用のＮチャネルＭＯＳト
ランジスタＭＵＬＸＩ　ＭＵＲＸをＰチャネルＭＯＳト
ランジスタＭＵＬＹＩ　Ｍｕｎｙで構成したことが異な
るだけで実質的には第１の実施例と同じである。ここで
、ＭＩＪＬＹとＭｕｎｙの電流駆動能力は各々Ｍυしと
ＭｕＲに比べ小さく設計するということは第１の実施例
と同じである。

第９図は本発明の第３の実施例の駆動回路である０本実
施例では、第１の実施例のＭ　ＵＬＸ　ｔ＆Ｍ　（ＩＬ
よとＭＵＬ２　という２素子で構成し、ＭＵＲＸをＭＬ
ＩＲよとＭＬＩＲ，という２素子で構成した場合の実施
例を示しである。Ｍｕｔ、、とＭＩＪＬ２　（ＭｕＲｌ
とＭｕＲｚ）のオン・オフのタイミングをずらすことに
より負荷に流れる電流をなまらし高周波電流成分が流れ
にくくすることが可能となり、雑音の低減が可能となる
。

なお、本実施例ではフオロイング用のトランジスタを２
分割した場合を示したが、さらに３分割しオン・オフの
タイミングをずらすことも可能である。また、同様にシ
ーク用のＭＯＳトランジスタであるＭｕｔ、、　ＭＵＲ
のゲートを２分割以上にし、個個のトランジスタを遅延
させて駆動させた場合にはシーク時の雑音低減が図れる
。

第１０図は本発明の第３の実施例の詳細駆動回路図であ
る。本発明の第３図と同様に左側のアーム駆動回路のみ
を示しであるが、同様の回路を右側のアームにも設ける
。Ｒ工、Ｒ，、Ｒ４，Ｒ，はＭＯＳトランジスタのドレ
イン電流の変化率を低減するためのゲート抵抗である。

Ｒ４とＲ９の抵抗を変えることによりＭｕｔ、工とＭｕ
し、のスイッチング速度を変えフォロイング時における
ＰＷＭ電流の高周波成分を低減可能となる。ＡＬＩ　Ｂ
ＬＩ　ＣシｔＤＬ等は第３図と同じ役割をする。

第１１図は本発明の第４の実施例である。本実施例では
シーク用の上アーム用ＭＯＳトランジスタＭｕｔ、、　
Ｍｕｙ＋ｔｅ　ＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成し
た場合を示しである。ここで、フォロイング用の上アー
ム用ＭｏＳトランジスタＭＵＬＹ　とＭｕＲｖの電流駆
動能力は各々ＭυしとＭｕＲに比べ小さく設計するとい
うことは第１の実施例等と同じである０本実施例の場合
にはゲート電圧を電源電圧以上に昇圧する必要がないた
め下記のような低消費電力化に有効な回生電流駆動が容
易に行えるという利点がある。すなわち、シーク期間に
おける正のＩ　ｖｃＭを得るためにはＭＵＬをＰＷＭ駆
動すれば良い、すなわち、ＭＵＬとＭＤＲをオン状態に
し、ＭｕしＸとＭＵＲＸとＭＵＲとＭＤＬをオフ状態に
し、Ｍｕし＝＞　Ｌ　ｖｃＭ＝＞　Ｍ　ＤＲという経路
で負荷に電流を供給し、目標負荷電流以上に達した場合
にはＭｕｔ、とＭＤＲをオフ状態にし、つぎに、ＭＵＲ
とＭＤＬをオンし、Ｍ　ＤＬ　＃　Ｌ　ＶＣＭ　ＲＭ　
ｕ＋ｑという回生電流モードに切り替える。そして、負
荷電流が目標値以下に達した場合には再びＭＵＲとＭＤ
Ｌをオフし、ＭＵＬとＭＤＲをオン状態にする。ここで
、回生電流モードではＬ　ＶＣＭに蓄積されたエネルギ
が電源に戻されるため低消費電力化が図れる。ここで、
回生モードでＭＵＲとＭＤＬをオンさせる目的はこれら
の素子での消費電力を低減するためであり、オフのまま
でもＭＬＩＲとＭＤＬのドレイン・ソース間のダイオー
ドを介して電流を流すことは可能である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、低雑音駆動が必要な磁気ディスク装置
のボイスコイルモータ駆動にＰＷＭ駆動を導入できるた
め低消費電力駆動が可能となるという効果がある。また
、また、これによりサーボ回路と駆動回路を１チツプ化
することが可能となり駆動回路の小型化が図れるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の駆動回路図、第２図は
本発明の第１の実施例の駆動回路図で、シーク期間での
ＰＷＭ駆動法とサーボデータの読み込み時期を示すタイ
ムチャート、第３図は本発明の第１の実施例の詳細駆動
回路図で第４図はその駆動衣、第５図は本発明の第１の
実施例のブロック回路図、第６図は本発明の第１の実施
例の出力回路の入力をアナログ信号とした場合のインタ
フェース用ロジック回路図、第７図は本発明の第１の実
施例の駆動回路をさらに低雑音化するためのブロック回
路図、第８図は本発明の第２の実施例の駆動回路図、第
９図は本発明の第３の実施例の駆動回路図、第１０図は
本発明の第３の実施例の詳細駆動回路図、第１１図は本
発明の第４の実施例の駆動回路図、第１２図は従来のＰ
ＷＭ駆動回路図である。 ＭｕＲ，Ｍｕシ・・・ＮチャネルＭＯＳトランジスタま
たはＰチャネルＭＯＳトランジスタ、ＭＤＲ，Ｍｏｔ、
ｔＭｕｐｘｙ　ＭｕＬｘ＋　ＭＵＬｌ、　Ｍｕｉ、ａｔ
　ＭＩＪＲｌｌ　ＭｕＲ。 Ｍ工〜Ｍ、、　Ｍ７．　Ｍｌｌ・・・ＮチャネルＭＯＳ
トランジスタ、ＭＵＲＹ、　ＭｕＬｖ、　Ｍ５＋　Ｍ６
−ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｔｒ□〜Ｔｒ４・・
・ＮＰＮトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ１１．Ｄｏ、〜Ｄ。４
・・・ダイオード、Ｒ，〜Ｒ５・・・抵抗、ＲＶＣＭ・
・・ボイスコイルモータと直列の抵抗（寄生抵抗を含む
）　、　ＬＶＣＭ・・・ボイスコイルモータのインダク
タ、Ａシｔ　ＢＬｔ　ＣＬＩ　ＤＬＩ　ＡＲ２Ｂ　ＲＩ
　ＣＲ・・・出力回路の入力端子、２・・サーボデータ
の読み込み期間にｊｌＬ”状態となる入力端子、ＶＩＮ
・・・入力電圧、Ｖ　ＤＤＨ・・・電源電圧、■、８．
。。 Ｖ　ｒｅｉｌｔ　Ｖｒｅｔｚ・・・基準電圧、ＶＣＭ・
・・ボイスコイルモータ、１〜３・・・コンパレータ、
４〜６・・・トランスファーゲート、７〜１４・・・イ
ンバータ、１５〜２４・・・ＡＮＤ回路、２５．２６・
・・ＯＲ回路、第１図 第２図 ＵＬ 四 口 ＭＯＳ　ｌ−ラシジスタオフ ＭＯＳ　トランジスタオン サーボデータの読み込み期間 第３図 第４図 第５図 ＩＮ 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１の動作電位点と第２の動作電位点との間に直列
   接続された第１の能動素子と第２の能動素子と、 上記第１の動作電位点と上記第２の動作電位点との間に
   直列接続された第３の能動素子と第４の能動素子と、 上記第１の能動素子と上記第２の能動素子との共通接続
   点に接続された第１の端子と、 上記第３の能動素子と上記第４の能動素子との共通接続
   点に接続された第２の端子とを具備し、 上記第１の端子と上記第２の端子との間に負荷を接続す
   ることにより、第１の期間において、上記第１の能動素
   子と上記第４の能動素子とを導通することによって上記
   第１の動作電位点と上記第２の動作電位点との間に上記
   第１の能動素子、上記負荷および上記第４の能動素子の
   経路を介して電流を流すように構成したブリッジ型駆動
   回路であって、 上記第１の能動素子と並列に上記第１の動作電位点と上
   記第１の端子との間に上記第１の能動素子より実質的に
   電流供給能力の小さい第５の能動素子を接続せしめ、 第２の期間において、上記第１の能動素子を非導通、上
   記第４の能動素子および上記第５の能動素子を導通とす
   ることによって上記第１の動作電位点と上記第２の動作
   電位点との間に上記第５の能動素子、上記負荷および上
   記第４の能動素子の経路を介して電流を流すように構成
   したことを特徴とするブリッジ型駆動回路。 ２、上記第２の期間において、上記第５の能動素子の導
   通が間歇的に行われるＰＷＭ駆動法により、上記負荷に
   電流を流すように構成したことを特徴とする請求項第１
   記載のブリッジ型駆動回路。 ３、上記第２の能動素子がＭＯＳトランジスタからなり
   、 上記ＰＷＭ駆動法において上記第５の能動素子の導通が
   間歇的に行われるときの上記第５の能動素子の非導通時
   に、還流電流が上記ＭＯＳトランジスタ、上記負荷およ
   び上記第４の能動素子の経路を介して流れるように構成
   されてなり、 上記ＭＯＳトランジスタを流れる上記還流電流は、上記
   ＭＯＳトランジスタをオンさせて生じるオン電流か、も
   しくは上記ＭＯＳトランジスタのボディ・ドレイン間ダ
   イオードを流れる電流からなる如くに構成されてなるこ
   とを特徴とする請求項第２記載のブリッジ型駆動回路。 ４、上記ＰＷＭ駆動法において上記第５の能動素子の導
   通が間歇的に行われるときの上記第５の能動素子の導通
   時の平均デューティ比が１／２以下であるように制御さ
   れてなることを特徴とする請求項第２記載のブリッジ型
   駆動回路。 ５、上記第１および第３の能動素子がＮチャネルＭＯＳ
   トランジスタからなり、上記第１もしくは第３のＮチャ
   ネルＭＯＳトランジスタの導通時に、導通している該ト
   ランジスタのゲートに上記第１の動作電位点の電圧より
   高い電圧を印加することを特徴とする請求項第１記載の
   ブリッジ型駆動回路。 ６、上記第５の能動素子がＮャネルＭＯＳトランジスタ
   であることを特徴とする請求項第５記載のブリッジ型駆
   動回路。 ７、上記第１および上記第３の能動素子がＰチャネルＭ
   ＯＳトランジスタからなることを特徴とする請求項第１
   記載のブリッジ型駆動回路。 ８、上記第５の能動素子がＰチャネルＭＯＳトランジス
   タであることを特徴とする請求項第７記載のブリッジ型
   駆動回路。 ９、上記第１乃至第４の能動素子の少なくとも１つの能
   動素子はＭＯＳトランジスタにより形成されてなり、 該ＭＯＳトランジスタは互いにゲートが分離され、プル
   ダウン能力またはプルアップ能力を時間的に変動可能に
   形成され、電流の立上げまたは立下げの時間的変動率を
   緩和できる如くに形成された複合素子であることを特徴
   とする請求項第１記載のブリッジ型駆動回路。 １０、上記ブリッジ型駆動回路の制御用のデータがデジ
   タルデータからなることを特徴とする請求項第１記載の
   ブリッジ型駆動回路。 １１、上記負荷と並列にフィルタ回路が接続され、上記
   負荷に高周波成分を有する電流が流れることを防止され
   てなることを特徴とする請求項第１記載のブリッジ型駆
   動回路。 １２、上記ブリッジ型駆動回路が上記フィルタ回路と同
   一の集積回路チップ上に共存して形成されてなることを
   特徴とする請求項第１１記載のブリッジ型駆動回路。 １３、上記ブリッジ型駆動回路が、上記フィルタ回路お
   よび上記ブリッジ型駆動回路を駆動するマイクロプロセ
   ッサもしくはデジタルシグナルプロセッサと同一の集積
   回路チップ上に共存して形成されてなることを特徴とす
   る請求項第１１記載のブリッジ型駆動回路。１４、請求
   項１記載のブリッジ型駆動回路を用い、上記負荷として
   ボイスコイルモータを駆動することを特徴とする磁気デ
   ィスク装置。 １５、上記第１の期間において、上記第１乃至第４の能
   動素子の各々の能動素子のスイッチング時点と一致しな
   い時間において、上記磁気ディスク上の情報の読み取り
   が行われてなることを特徴とする請求項第１４記載の磁
   気ディスク装置。 １６、上記第１乃至第４の能動素子の少なくとも１つの
   スイッチングの周波数を、磁気ヘッドの制御を行うため
   のサーボ周波数より大きくしたことを特徴とする請求項
   第１４記載の磁気ディスク装置。 １７、上記ボイスコイルモータと並列に雑音防止のため
   のハイパスフィルタを設けたことを特徴とする請求項第
   １４記載の磁気ディスク装置。