JPH0374189A - モータ制御ｉｃの駆動回路 - Google Patents
モータ制御ｉｃの駆動回路Info
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- JPH0374189A JPH0374189A JP1210323A JP21032389A JPH0374189A JP H0374189 A JPH0374189 A JP H0374189A JP 1210323 A JP1210323 A JP 1210323A JP 21032389 A JP21032389 A JP 21032389A JP H0374189 A JPH0374189 A JP H0374189A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
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- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はモータ制御ＩＣの駆動回路に関し、特にモータ
駆動部にＮチャネルパワーＭＯＳ−ＦＥＴを４個用いて
形成したＨブリッジ駆動回路を有するモータ制御ＩＣの
駆動回路に関する。
駆動部にＮチャネルパワーＭＯＳ−ＦＥＴを４個用いて
形成したＨブリッジ駆動回路を有するモータ制御ＩＣの
駆動回路に関する。
従来、かかるモータ制御ＩＣの駆動回路におけるＨブリ
ッジ駆動回路は、モータの正転、逆転を容易に実現でき
るので、モータ駆動用として非常に普及した回路である
。最近はＯＮ抵抗を下げるために、Ｈブリッジを′！Ｒ
戒するトランジスタとしてパワーＭＯＳ −ＦＥＴを使
用する場合が多く、特にディスクリート構成の場合はハ
イサイド側にＰチャネルパワニＭＯＳ−ＦＥＴを用い、
しかもロウサイド側にＮチャネルパワーＭＯＳ −ＦＥ
Ｔを使用している。しかし、モノリシックｉｔとすると
き、かかるＰチャネルパワーＭＯＳ−ＦＥＴは面積が大
きくなり不利であるため、ハイサイド（ＪｉｆｆにもＮ
チャネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴを使用し、ハイサイド
のパワーＭＯＳ −ＦＥＴ駆動用としてチャージポンプ
による昇圧回路を使用するのが一般的である。
ッジ駆動回路は、モータの正転、逆転を容易に実現でき
るので、モータ駆動用として非常に普及した回路である
。最近はＯＮ抵抗を下げるために、Ｈブリッジを′！Ｒ
戒するトランジスタとしてパワーＭＯＳ −ＦＥＴを使
用する場合が多く、特にディスクリート構成の場合はハ
イサイド側にＰチャネルパワニＭＯＳ−ＦＥＴを用い、
しかもロウサイド側にＮチャネルパワーＭＯＳ −ＦＥ
Ｔを使用している。しかし、モノリシックｉｔとすると
き、かかるＰチャネルパワーＭＯＳ−ＦＥＴは面積が大
きくなり不利であるため、ハイサイド（ＪｉｆｆにもＮ
チャネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴを使用し、ハイサイド
のパワーＭＯＳ −ＦＥＴ駆動用としてチャージポンプ
による昇圧回路を使用するのが一般的である。
第５図はかかる従来の一例を示すＮチャネルパワーＭＯ
ＳのＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図である。
ＳのＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図である。
第５図に示すように、かかるモータ制御ＩＣの駆動回路
は昇圧電圧を得るために、まずチャージポンプ昇圧回路
１４内のスイッチを発振回路６で制御し、２つの昇圧コ
ンデンサ１１．１２にそれぞれロジック電源電圧（ＶＤ
Ｄ）を充電する。次に、基準となるロジック電源電圧（
ＶＤＤ）に対し、２つのコンデンサ１１．１２にそれぞ
れ充電した電圧を加算するように内部スイッチを制御し
、最終的にはゲート端子２４にＶＤＤの３倍の昇圧電圧
を得る。この昇圧電圧をさらに出力コンデンサ１３に充
電する。以上の動作を発振回Ｆｌ＠ ６により繰り返す
、このゲート端子２４に得られた電圧３ＸＶｏｏはハイ
サイド側のＮチャネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴＱＩ、Ｑ
２およびＱ５．Ｑ６を十分にＯＮさせるために必要とな
る。Ｈブリッジ回路１６．１７を構成するトランジスタ
のＯＮ。
は昇圧電圧を得るために、まずチャージポンプ昇圧回路
１４内のスイッチを発振回路６で制御し、２つの昇圧コ
ンデンサ１１．１２にそれぞれロジック電源電圧（ＶＤ
Ｄ）を充電する。次に、基準となるロジック電源電圧（
ＶＤＤ）に対し、２つのコンデンサ１１．１２にそれぞ
れ充電した電圧を加算するように内部スイッチを制御し
、最終的にはゲート端子２４にＶＤＤの３倍の昇圧電圧
を得る。この昇圧電圧をさらに出力コンデンサ１３に充
電する。以上の動作を発振回Ｆｌ＠ ６により繰り返す
、このゲート端子２４に得られた電圧３ＸＶｏｏはハイ
サイド側のＮチャネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴＱＩ、Ｑ
２およびＱ５．Ｑ６を十分にＯＮさせるために必要とな
る。Ｈブリッジ回路１６．１７を構成するトランジスタ
のＯＮ。
ＯＦＦはコントロール入力１〜３に印加されたコントロ
ール信号によって制御される。このためコントロール信
号入力をコントロール回路１０でデコードし、レベルシ
フト回路■５で前述のゲート端子２４に得られた電圧（
３ＸＶＤＤ）に電圧変換する。このＨブリッジ回路１６
．１７においては、対角線上のトランジスタを交互にＯ
Ｎ。
ール信号によって制御される。このためコントロール信
号入力をコントロール回路１０でデコードし、レベルシ
フト回路■５で前述のゲート端子２４に得られた電圧（
３ＸＶＤＤ）に電圧変換する。このＨブリッジ回路１６
．１７においては、対角線上のトランジスタを交互にＯ
Ｎ。
ＯＦＦさせ、モータ巻線１９．２２に流れる電流の向き
を変える。
を変える。
例えば、ＱｌとＱ４がＯＮの時はＱ２とＱ３をＯＦＦ、
またＱｌとＱ４がＯＦＦの時はＱ２とＱ３をＯＮさせて
、モータ巻線１つに流す電流の向きを反転させる。また
、モータを停止する時は全てのトランジスタをＯＦＦと
する。
またＱｌとＱ４がＯＦＦの時はＱ２とＱ３をＯＮさせて
、モータ巻線１つに流す電流の向きを反転させる。また
、モータを停止する時は全てのトランジスタをＯＦＦと
する。
第６図は第５図に示すモータ制ｆ３！ＩＩＣにおけるモ
ータ電圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図である。
ータ電圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図である。
第６図に示すように、従来のモータ制御ＩＣにおけるＯ
Ｎ抵抗特性はロジック電源電圧ＶＤＤが５Ｖ、ＯＮ抵抗
値を上下トランジスタの和としたとき、モータ電圧Ｖイ
が増していくと、抵抗値が指数的に増大する傾向を示し
ている。
Ｎ抵抗特性はロジック電源電圧ＶＤＤが５Ｖ、ＯＮ抵抗
値を上下トランジスタの和としたとき、モータ電圧Ｖイ
が増していくと、抵抗値が指数的に増大する傾向を示し
ている。
上述した従来のＮチャネルパワーＭＯＳ−Ｈブリッジモ
ータ制御ＩＣはパワーＭＯＳ −ＦＥＴのゲートに印加
する電圧がロジック電源に印加された電圧の３倍と一定
値である。このパワーＭＯＳ・ＦＥＴのＯＮ抵抗はゲー
ト・ソース間電圧ＶＧＳで決定され、ＮチャネルＭＯＳ
−ＦＥＴの場合はゲート電圧がソース電圧より高ければ
高いほどＯＮ抵抗が低くなる。
ータ制御ＩＣはパワーＭＯＳ −ＦＥＴのゲートに印加
する電圧がロジック電源に印加された電圧の３倍と一定
値である。このパワーＭＯＳ・ＦＥＴのＯＮ抵抗はゲー
ト・ソース間電圧ＶＧＳで決定され、ＮチャネルＭＯＳ
−ＦＥＴの場合はゲート電圧がソース電圧より高ければ
高いほどＯＮ抵抗が低くなる。
上述した従来例においては、ロジック電源電圧を５■と
すると、パワーＭＯＳ −ＦＥＴのゲート電圧は約１５
Ｖと一定である。従って、モータ駆動電圧■８が増し、
１５Ｖに近ずくにつれハイサイド側のＮチャネルパワー
ＭＯＳ −ＦＥＴのＶＯ２が小さくなり、ＯＮ抵抗が指
数的に増大して来るという欠点がある。
すると、パワーＭＯＳ −ＦＥＴのゲート電圧は約１５
Ｖと一定である。従って、モータ駆動電圧■８が増し、
１５Ｖに近ずくにつれハイサイド側のＮチャネルパワー
ＭＯＳ −ＦＥＴのＶＯ２が小さくなり、ＯＮ抵抗が指
数的に増大して来るという欠点がある。
また、かかるＯＮ抵抗が増すと、飽和電圧が増大し損失
も増えるので、パワーＭＯＳ −ＦＥＴをＨブリッジに
使用する意味がなくなってしまう。
も増えるので、パワーＭＯＳ −ＦＥＴをＨブリッジに
使用する意味がなくなってしまう。
かかる対策として昇圧電圧を４倍以上にすると、昇圧用
の外付はコンデンサの数が増えるため、ＩＣ端子も増え
且つ制御回路も複雑となるのでメリットがない。
の外付はコンデンサの数が増えるため、ＩＣ端子も増え
且つ制御回路も複雑となるのでメリットがない。
本発明の目的は、かかるモータ制御ＩＣとしてのＮチャ
ネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴのＯＮ抵抗を低下させ且つ
ほぼ一定になるように安定させることのできるモータ制
御ＩＣの駆動回路を提供することにある。
ネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴのＯＮ抵抗を低下させ且つ
ほぼ一定になるように安定させることのできるモータ制
御ＩＣの駆動回路を提供することにある。
本発明のモータ制御ＩＣの駆動回路は、モータ駆動部に
４個のＮチャネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴにより形成さ
れるＨブリッジ駆動回路と前記ＮチャネルパワーＭＯＳ
−ＦＥＴのうちハイサイド側の２個のＮチャネルパワ
ーＭＯＳ −ＦＥＴを駆動するためのチャージポンプ方
式の昇圧回路および外部ディジタル制御信号により前記
Ｈブリッジ駆動回路を制御する制御ロジック回路とを有
するモータ制御ＩＣの駆動回路において、前記Ｈブリッ
ジ駆動回路に印加するモータ駆動電圧を前記チャージポ
ンプ昇圧回路の駆動電圧と同一にするように構成される
。
４個のＮチャネルパワーＭＯＳ −ＦＥＴにより形成さ
れるＨブリッジ駆動回路と前記ＮチャネルパワーＭＯＳ
−ＦＥＴのうちハイサイド側の２個のＮチャネルパワ
ーＭＯＳ −ＦＥＴを駆動するためのチャージポンプ方
式の昇圧回路および外部ディジタル制御信号により前記
Ｈブリッジ駆動回路を制御する制御ロジック回路とを有
するモータ制御ＩＣの駆動回路において、前記Ｈブリッ
ジ駆動回路に印加するモータ駆動電圧を前記チャージポ
ンプ昇圧回路の駆動電圧と同一にするように構成される
。
また、本発明のモータ制御ＩＣの駆動回路は、モータ駆
動電圧が制御ロジック部のロジック電源電圧より高い時
はチャージポンプ昇圧回路をモータ電圧で駆動し、前記
モータ電圧がロジック電源電圧より低い時は前記チャー
ジポンプ昇圧回路を前記ロジック電源電圧で駆動する切
り替えスイッチ回路を有するように構成される。
動電圧が制御ロジック部のロジック電源電圧より高い時
はチャージポンプ昇圧回路をモータ電圧で駆動し、前記
モータ電圧がロジック電源電圧より低い時は前記チャー
ジポンプ昇圧回路を前記ロジック電源電圧で駆動する切
り替えスイッチ回路を有するように構成される。
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第１図は本発明の第一の実施例を示すＮ′チャネルパワ
ーＭＯ８のＨブリッジ制御ＩＣの駆動回路図である。
ーＭＯ８のＨブリッジ制御ＩＣの駆動回路図である。
第１図に示すように、本実施例は前述した従来例の回路
構成と比較して異なる点は、発振回路６およびチャージ
・ポンプ昇圧回路１４に対するロジック電源端子５から
の電圧（ＶＤＤ）供給に代えて、モータ電源端子１８か
らの電圧（ＶＭ）供給を行うようにしたことにある。そ
の他の回路構成は従来と同様であるので説明を省略する
。
構成と比較して異なる点は、発振回路６およびチャージ
・ポンプ昇圧回路１４に対するロジック電源端子５から
の電圧（ＶＤＤ）供給に代えて、モータ電源端子１８か
らの電圧（ＶＭ）供給を行うようにしたことにある。そ
の他の回路構成は従来と同様であるので説明を省略する
。
かかる本実施例において、発振回路６とチャージポンプ
昇圧回路１４およびレベルシフト回路１５は共にモータ
電源端子１８に印加されるモータ電圧の少なくとも３倍
の回路耐圧を有している。すなわち、モータ電圧をＶＭ
とすると、チャージポンプ昇圧回路１４の動作電圧はＶ
Ｍであるので、ゲート端子２４には３ｘＶ、の電圧が得
られる。
昇圧回路１４およびレベルシフト回路１５は共にモータ
電源端子１８に印加されるモータ電圧の少なくとも３倍
の回路耐圧を有している。すなわち、モータ電圧をＶＭ
とすると、チャージポンプ昇圧回路１４の動作電圧はＶ
Ｍであるので、ゲート端子２４には３ｘＶ、の電圧が得
られる。
上述の構成とすることにより、モータ電圧ＶＭが変化し
ても、ゲート端子２４には絶えず■いの３倍の値のゲー
ト駆動電圧が得られる。従って、Ｈブリッジ回路１６．
１７におけるハイサイド側のトランジスタＱｌ、Ｑ２お
よびＱ５．Ｑ６はモータ電圧Ｖｗが高くなってもゲート
・ソース間電圧ＶＧｓがさらに高くなるので、十分に低
いＯＮ抵抗を保つことができる。
ても、ゲート端子２４には絶えず■いの３倍の値のゲー
ト駆動電圧が得られる。従って、Ｈブリッジ回路１６．
１７におけるハイサイド側のトランジスタＱｌ、Ｑ２お
よびＱ５．Ｑ６はモータ電圧Ｖｗが高くなってもゲート
・ソース間電圧ＶＧｓがさらに高くなるので、十分に低
いＯＮ抵抗を保つことができる。
第２図は第１図に示すモータ制御ＩＣにおけるモータ電
圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図である。
圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図である。
第２図に示すように、上下トランジスタの和であるＯＮ
抵抗は安定化されるが、特にモータ電圧ＶＭがロジック
電源電圧■ＤＤよりも高い時にその効果は大きい、なお
、ロジック部を構成するコントロール回路１０はロジッ
クＩＣとのインタフェースを保つため、モータ電圧ＶＭ
とは別のロジック電源電圧ＶＤＤで駆動する必要がある
。
抵抗は安定化されるが、特にモータ電圧ＶＭがロジック
電源電圧■ＤＤよりも高い時にその効果は大きい、なお
、ロジック部を構成するコントロール回路１０はロジッ
クＩＣとのインタフェースを保つため、モータ電圧ＶＭ
とは別のロジック電源電圧ＶＤＤで駆動する必要がある
。
第３図は本発明の第二の実施例を示すＮチャネルパワー
ＭＯＳのＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図である
。
ＭＯＳのＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図である
。
第３図に示すように、本実施例はモータ電源電圧■ユが
ロジック電源電圧ＶＯａよりも低い時に用いられ、かか
る時はチャージポンプ昇圧回路１４の駆動電圧をＶＤｐ
とした方が高いゲート電圧が得られるので有利である。
ロジック電源電圧ＶＯａよりも低い時に用いられ、かか
る時はチャージポンプ昇圧回路１４の駆動電圧をＶＤｐ
とした方が高いゲート電圧が得られるので有利である。
本実施例は前述した第一の実施例に加えて、ロジック電
源端子電圧ＶＤＤとモータ電圧ＶＭを比較する比較器２
８と、スイッチ回路２５と、比較器２８のための分圧抵
抗２６．２７および２９゜３０とを有し、ＶＤＤ＜ＶＭ
の時にチャージポンプ昇圧回路１４をＶＭで駆動し、逆
にＶ ＤＤ＞ Ｖ Ｍの時はＶＤＤで駆動するように切
り換えることを特徴としている。
源端子電圧ＶＤＤとモータ電圧ＶＭを比較する比較器２
８と、スイッチ回路２５と、比較器２８のための分圧抵
抗２６．２７および２９゜３０とを有し、ＶＤＤ＜ＶＭ
の時にチャージポンプ昇圧回路１４をＶＭで駆動し、逆
にＶ ＤＤ＞ Ｖ Ｍの時はＶＤＤで駆動するように切
り換えることを特徴としている。
すなわち、本実、施例においては、ＶＤＤ＞ＶＭの時に
前述した第一の実施例よりも低いＯＮ抵抗を得ることが
できる。
前述した第一の実施例よりも低いＯＮ抵抗を得ることが
できる。
第４図は第３図に示すモータ制御ＩＣにおけるモータ電
圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図である。
圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図である。
第４図に示すように、ＯＮ抵抗特性は従来のＯＮ抵抗特
性（第６図）と比較しても格段に低く且つ安定化される
。
性（第６図）と比較しても格段に低く且つ安定化される
。
以上説明したように、本発明のモータ制御ＩＣの駆動回
路は、チャージポンプ昇圧回路をモータ電圧で駆動、も
しくはモータ電圧がロジック電源電圧より低いときはロ
ジック電源電圧により駆動することにより、モータ電圧
が変化してもＨブリッジ回路を形成するＮチャネルパワ
ーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ抵抗を低く且つほぼ一定に保つ
ことができるという効果がある。
路は、チャージポンプ昇圧回路をモータ電圧で駆動、も
しくはモータ電圧がロジック電源電圧より低いときはロ
ジック電源電圧により駆動することにより、モータ電圧
が変化してもＨブリッジ回路を形成するＮチャネルパワ
ーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ抵抗を低く且つほぼ一定に保つ
ことができるという効果がある。
第１図は本発明の第一の実施例を示すＮチャネルパワー
ＭＯＳのＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図、第
２図は第１図に示ずモータ制御ＩＣにおけるモータ電圧
−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図、第３図は本発明の第二の
実施例を示すＮチャネルパワーＭＯＳのＨブリッジモー
タ制御ＩＣの駆動回路図、第４図は第３図に示すモータ
制御ＩＣにおけるモータ電圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性
図、第５図は従来の一例を示すＮチャネルパワーＭＯＳ
のＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図、第６図は第
５図に示すモータ制御ＩＣにおけるモータ電圧−Ｈブリ
ッジＯＮ抵抗特性図である。 １〜３・・・コントロール入力、４・・・ロジックＧＮ
Ｄ、５・・・ロジック電源端子、６・・・発振回路、７
〜９・・・プルアップ抵抗、１０・・・コントロール回
路、１１．１２・・・昇圧コンデンサ、１３・・・出力
コンデンサ、１４・・・チャージポンプ昇圧回路、１５
・・・レベルシフト回路、１６．１７・・・Ｈブリッジ
回路、１８．２１・・・モータ電源端子、１９．２２・
・・モータ巻線、２０．２５・・・パワーＧＮＤ、２４
・・・ゲート端子、Ｑ１〜Ｑ８・・・Ｎチャネルパワー
ＭＯＳ・ＦＥＴ。
ＭＯＳのＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図、第
２図は第１図に示ずモータ制御ＩＣにおけるモータ電圧
−ＨブリッジＯＮ抵抗特性図、第３図は本発明の第二の
実施例を示すＮチャネルパワーＭＯＳのＨブリッジモー
タ制御ＩＣの駆動回路図、第４図は第３図に示すモータ
制御ＩＣにおけるモータ電圧−ＨブリッジＯＮ抵抗特性
図、第５図は従来の一例を示すＮチャネルパワーＭＯＳ
のＨブリッジモータ制御ＩＣの駆動回路図、第６図は第
５図に示すモータ制御ＩＣにおけるモータ電圧−Ｈブリ
ッジＯＮ抵抗特性図である。 １〜３・・・コントロール入力、４・・・ロジックＧＮ
Ｄ、５・・・ロジック電源端子、６・・・発振回路、７
〜９・・・プルアップ抵抗、１０・・・コントロール回
路、１１．１２・・・昇圧コンデンサ、１３・・・出力
コンデンサ、１４・・・チャージポンプ昇圧回路、１５
・・・レベルシフト回路、１６．１７・・・Ｈブリッジ
回路、１８．２１・・・モータ電源端子、１９．２２・
・・モータ巻線、２０．２５・・・パワーＧＮＤ、２４
・・・ゲート端子、Ｑ１〜Ｑ８・・・Ｎチャネルパワー
ＭＯＳ・ＦＥＴ。
Claims (2)
- （１）モータ駆動部に４個のＮチャネルパワーＭＯＳ・
ＦＥＴにより形成されるＨブリッジ駆動回路と前記Ｎチ
ャネルパワーＭＯＳ・ＦＥＴのうちハイサイド側の２個
のＮチャネルパワーＭＯＳ・ＦＥＴを駆動するためのチ
ャージポンプ方式の昇圧回路および外部ディジタル制御
信号により前記Ｈブリッジ駆動回路を制御する制御ロジ
ック回路とを有するモータ制御ＩＣの駆動回路において
、前記Ｈブリッジ駆動回路に印加するモータ駆動電圧を
前記チャージポンプ昇圧回路の駆動電圧と同一にするこ
とを特徴とするモータ制御ＩＣの駆動回路。 - （２）モータ駆動電圧が制御ロジック部のロジック電源
電圧より高い時はチャージポンプ昇圧回路をモータ電圧
で駆動し、前記モータ電圧がロジック電源電圧より低い
時は前記チャージポンプ昇圧回路を前記ロジック電源電
圧で駆動する切り替えスイッチ回路を有することを特徴
とする請求項（１）記載のモータ制御ＩＣの駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1210323A JPH0374189A (ja) | 1989-08-14 | 1989-08-14 | モータ制御ｉｃの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1210323A JPH0374189A (ja) | 1989-08-14 | 1989-08-14 | モータ制御ｉｃの駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0374189A true JPH0374189A (ja) | 1991-03-28 |
Family
ID=16587524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1210323A Pending JPH0374189A (ja) | 1989-08-14 | 1989-08-14 | モータ制御ｉｃの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0374189A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6747300B2 (en) * | 2002-03-04 | 2004-06-08 | Ternational Rectifier Corporation | H-bridge drive utilizing a pair of high and low side MOSFETs in a common insulation housing |
| WO2009006172A2 (en) * | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Rwr Electronics Llc | Electronic motor controller and method for controlling a motor |
| CN114362612A (zh) * | 2021-11-30 | 2022-04-15 | 河北汉光重工有限责任公司 | 基于p沟道和n沟道mosfet管的pwm功率放大电路 |
-
1989
- 1989-08-14 JP JP1210323A patent/JPH0374189A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6747300B2 (en) * | 2002-03-04 | 2004-06-08 | Ternational Rectifier Corporation | H-bridge drive utilizing a pair of high and low side MOSFETs in a common insulation housing |
| WO2009006172A2 (en) * | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Rwr Electronics Llc | Electronic motor controller and method for controlling a motor |
| WO2009006172A3 (en) * | 2007-06-28 | 2009-02-19 | Rwr Electronics Llc | Electronic motor controller and method for controlling a motor |
| CN114362612A (zh) * | 2021-11-30 | 2022-04-15 | 河北汉光重工有限责任公司 | 基于p沟道和n沟道mosfet管的pwm功率放大电路 |
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