JPH04120909A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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- JPH04120909A JPH04120909A JP24002590A JP24002590A JPH04120909A JP H04120909 A JPH04120909 A JP H04120909A JP 24002590 A JP24002590 A JP 24002590A JP 24002590 A JP24002590 A JP 24002590A JP H04120909 A JPH04120909 A JP H04120909A
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- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 8
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野]
この発明は、特に高周波アナログ信号のレベルを一定の
レベルとして出力するような、自動利得制御回路に関す
るものである。
レベルとして出力するような、自動利得制御回路に関す
るものである。
〔発明の概要]
本発明の自動利得制御回路は、可変電圧源を基準電圧と
して、高周波入力信号のレベルを判定するアナログコン
パレータを使用したA/Dコンバタ手段と、前記高周波
入力信号のレベルを検出するレベル検出手段と、このレ
ベル検出手段の出力によって前記可変電圧源をコントロ
ールする制御手段を備え、前記高周波入力信号のレベル
が変動したときでも前記A/Dコンバータの出力ブタが
ほぼ一定となるように制御し、周波数特性が優れた自動
利得制御回路としたものである。
して、高周波入力信号のレベルを判定するアナログコン
パレータを使用したA/Dコンバタ手段と、前記高周波
入力信号のレベルを検出するレベル検出手段と、このレ
ベル検出手段の出力によって前記可変電圧源をコントロ
ールする制御手段を備え、前記高周波入力信号のレベル
が変動したときでも前記A/Dコンバータの出力ブタが
ほぼ一定となるように制御し、周波数特性が優れた自動
利得制御回路としたものである。
[従来の技術]
入力信号のレベルが変化したときでも、常に定のレベル
の出力が得られるようにする自動利得制御回路は、通常
、入力信号を増幅する増幅器の増幅率を可変とするよう
な可変増幅器によって構成される。
の出力が得られるようにする自動利得制御回路は、通常
、入力信号を増幅する増幅器の増幅率を可変とするよう
な可変増幅器によって構成される。
第4図はかかる自動利得制御回路を利用してアナログ信
号をデジタル信号に変換する場合の従来例を示したもの
で、入力端子T、。から入力されたアナログ信号は可変
利得増幅器lで所定の出力となるように増幅され、A/
Dコンバータ2によりデジタル信号に変換される。そし
て出力端子T o u tより、変換出力データのダイ
ナミックレンジが最大となるように前記可変利得増幅l
のゲインが設定されることになる。
号をデジタル信号に変換する場合の従来例を示したもの
で、入力端子T、。から入力されたアナログ信号は可変
利得増幅器lで所定の出力となるように増幅され、A/
Dコンバータ2によりデジタル信号に変換される。そし
て出力端子T o u tより、変換出力データのダイ
ナミックレンジが最大となるように前記可変利得増幅l
のゲインが設定されることになる。
なお、3は人力アナログ信号のレベルを検出して可変利
得増幅器lのゲインをコントロールするレベル検出手段
であって、このレベル検出手段3は可変利得増幅器lと
一体化されている場合もある。
得増幅器lのゲインをコントロールするレベル検出手段
であって、このレベル検出手段3は可変利得増幅器lと
一体化されている場合もある。
[発明が解決しようとする問題点〕
上記したような回路は、出力端子T。utからD/Aコ
ンバータ2の変換出力データS。のダイナミックレンジ
が最大となるような振幅データが得られるため、A/D
コンバータ2の有効出力ビツト数が大きくなり、この出
力データに基づいて、各種の信号処理が適正に行われる
ことになる。
ンバータ2の変換出力データS。のダイナミックレンジ
が最大となるような振幅データが得られるため、A/D
コンバータ2の有効出力ビツト数が大きくなり、この出
力データに基づいて、各種の信号処理が適正に行われる
ことになる。
しかしながら、入力アナログ信号の周波数が高くなると
、可変利得増幅器lの周波数特性や位相特性が利得によ
って変化するため、A/Dコンバタ2より歪のない振幅
データを得ることが困難になる。
、可変利得増幅器lの周波数特性や位相特性が利得によ
って変化するため、A/Dコンバタ2より歪のない振幅
データを得ることが困難になる。
すなわち、一般にアナログアンプは回路形式が設定され
ると利得と周波数帯域の積(GB値)が一定となり、例
えば利得を高くするように設定すると周波数帯域が減少
することになる。
ると利得と周波数帯域の積(GB値)が一定となり、例
えば利得を高くするように設定すると周波数帯域が減少
することになる。
したがって、可変利得増幅器は、特に入力信号の周波数
が高くなると、ゲインを増加するように制御したときに
周波数特性(F特)及び位相特性が悪くなるという問題
がある。
が高くなると、ゲインを増加するように制御したときに
周波数特性(F特)及び位相特性が悪くなるという問題
がある。
本発明は、このような問題点を解決するために基準電圧
と人力アナログ信号を比較する1又は2以上のコンパレ
ータによって、アナログ信号をデジタル信号に変換する
A/Dコンパレータと、入力アナログ信号のレベルを検
出するレベル検出手段、及びこのレベル検出手段の出力
に基づいて、前記基準電圧値を可変とするような制御手
段を備え、例えば人力アナログ信号のピークレベルに対
応してA/Dコンバータの量子化幅を変更し、常にA/
Dコンバータの変換出力データの最大値がほぼ入力アナ
ログ信号の最大レベルに対応するようにコントロールす
ることによって、出力側の振幅が一定化されるようにし
たものである。
と人力アナログ信号を比較する1又は2以上のコンパレ
ータによって、アナログ信号をデジタル信号に変換する
A/Dコンパレータと、入力アナログ信号のレベルを検
出するレベル検出手段、及びこのレベル検出手段の出力
に基づいて、前記基準電圧値を可変とするような制御手
段を備え、例えば人力アナログ信号のピークレベルに対
応してA/Dコンバータの量子化幅を変更し、常にA/
Dコンバータの変換出力データの最大値がほぼ入力アナ
ログ信号の最大レベルに対応するようにコントロールす
ることによって、出力側の振幅が一定化されるようにし
たものである。
[作用]
制御手段により、A/Dコンバータの基準電圧が入力ア
ナログ信号の振幅に対応してA/Dコンバータの量子化
幅が変化するようにコントロールされるので、A/Dコ
ンバータの出力データが常にほぼ一定値となるように自
動的に制御することができる。
ナログ信号の振幅に対応してA/Dコンバータの量子化
幅が変化するようにコントロールされるので、A/Dコ
ンバータの出力データが常にほぼ一定値となるように自
動的に制御することができる。
〔実施例]
第1図は、本発明の自動利得制御回路の基本的ブロック
図を示したもので、Tlnはアナログ入力信号Saが供
給される入力端、T o u tは振幅が定とされたデ
ジタル信号が出力される出力端、10は入力されたアナ
ログ信号Saのレベルを検出する検出手段、11はA
/−Dコンバータ13に基準電圧(電流)を供給するた
めの電圧〔電流)源を示し、この電圧源の出力は制御手
段12によって、その値がコントロールされるようにな
されている。
図を示したもので、Tlnはアナログ入力信号Saが供
給される入力端、T o u tは振幅が定とされたデ
ジタル信号が出力される出力端、10は入力されたアナ
ログ信号Saのレベルを検出する検出手段、11はA
/−Dコンバータ13に基準電圧(電流)を供給するた
めの電圧〔電流)源を示し、この電圧源の出力は制御手
段12によって、その値がコントロールされるようにな
されている。
そして、A/Dコンバータ13に供給される基準電圧(
電流)は入力アナログ信号のレベルによって変更される
。
電流)は入力アナログ信号のレベルによって変更される
。
第2図はA/Dコンバータ13の基準電圧が変化したと
きの量子化される出力データのレベルを示している。
きの量子化される出力データのレベルを示している。
すなわち、横軸に示されている入力信号Saのレベルは
階段状に量子化され、出力データSDに変換されるが、
例えば、入力信号SMのレベルが小さいときは、この階
段状の量子化幅Eが一点鎖線のElに示すように狭くな
り、又、入力信号S8のレベルが大きいときは、この階
段状の量子化幅Eが二点鎖線のE2に示すように広(な
るようにコントロールされる。
階段状に量子化され、出力データSDに変換されるが、
例えば、入力信号SMのレベルが小さいときは、この階
段状の量子化幅Eが一点鎖線のElに示すように狭くな
り、又、入力信号S8のレベルが大きいときは、この階
段状の量子化幅Eが二点鎖線のE2に示すように広(な
るようにコントロールされる。
したがって、A/Dコンバータ13の出力ブタの最大値
り。axは入力レベルの振幅にかかわらず常に一定の値
(例えば8ビツトで標本化される場合は、[11111
111F)となるように制御され、出力信号のダイナミ
ックレンジが最大となるように変換される。
り。axは入力レベルの振幅にかかわらず常に一定の値
(例えば8ビツトで標本化される場合は、[11111
111F)となるように制御され、出力信号のダイナミ
ックレンジが最大となるように変換される。
この場合、入力信号の変動する頻度があまり高くないこ
とが好ましい。
とが好ましい。
第3図は、本発明の自動利得制御回路を光ディスクのデ
ータ再生回路に応用した実施例を示す。
ータ再生回路に応用した実施例を示す。
光ディスクDから光学ヘッドPHによって読み出された
RF低信号、信号処理回路21においてサンプルサーボ
ビット領域に記録されているRF低信号、データ記録領
域のデータに識別される。
RF低信号、信号処理回路21においてサンプルサーボ
ビット領域に記録されているRF低信号、データ記録領
域のデータに識別される。
サンプルサーボビット領域で検出されたデータの中で、
特に試し書きエリアに記録されていたブタはレベル検出
手段22に供給され、このレベル検出手段22で再生デ
ータのピーク−ピークレベルが検出される。(反射光レ
ベルと無反射レベル差)そして、このレベルによって電
圧(電流)源24の出力をコントロールする制御手段2
3が動作するようにしている。制御手段23は制御信号
が格納されている変換テーブルによって構成されていて
もよく、このときは、電圧(電流)源24はデジタル出
力によってその出力値がコントロールされる。
特に試し書きエリアに記録されていたブタはレベル検出
手段22に供給され、このレベル検出手段22で再生デ
ータのピーク−ピークレベルが検出される。(反射光レ
ベルと無反射レベル差)そして、このレベルによって電
圧(電流)源24の出力をコントロールする制御手段2
3が動作するようにしている。制御手段23は制御信号
が格納されている変換テーブルによって構成されていて
もよく、このときは、電圧(電流)源24はデジタル出
力によってその出力値がコントロールされる。
25の部分は複数個のコンパレータ25a、25a、
・・・とエンコーダ25b、及びラッチ(バッファ)
回路25cを備えているA/Dコンバータを示し、入力
されたRF低信号A/Dコンバータ25によってnビッ
トのデジタル信号(Do、D、、D2.−−・Dn)に
変換される。各コンパレータ25a、25a、 ・・
・には第1の基準電圧■8□と第2の基準電圧V RB
の差電圧が抵抗r、r、rで分圧して供給されており、
この分圧点の各電圧が量子化レベルを示す。
・・・とエンコーダ25b、及びラッチ(バッファ)
回路25cを備えているA/Dコンバータを示し、入力
されたRF低信号A/Dコンバータ25によってnビッ
トのデジタル信号(Do、D、、D2.−−・Dn)に
変換される。各コンパレータ25a、25a、 ・・
・には第1の基準電圧■8□と第2の基準電圧V RB
の差電圧が抵抗r、r、rで分圧して供給されており、
この分圧点の各電圧が量子化レベルを示す。
この実施例は上記のように構成されているのでデータが
読み出される光ディスクDを交換したときに、その反射
率が異なっているときでも、レベル検出手段22によっ
て検出し、このレベル検出手段22の出力によって制御
手段23が動作する。そして、電圧(電流)源24の出
力電圧(電流)が変化し、A/Dコンバータ25の量子
化幅(E)が補正される。その結果再生RF信号のレベ
レを一定のデジタル出力電圧として、後続するデジタル
信号処理回路26に供給することができる。
読み出される光ディスクDを交換したときに、その反射
率が異なっているときでも、レベル検出手段22によっ
て検出し、このレベル検出手段22の出力によって制御
手段23が動作する。そして、電圧(電流)源24の出
力電圧(電流)が変化し、A/Dコンバータ25の量子
化幅(E)が補正される。その結果再生RF信号のレベ
レを一定のデジタル出力電圧として、後続するデジタル
信号処理回路26に供給することができる。
例えば、光ディスクDの再生RF信号のレベルが低いと
きは前記A/Dコンバータ25に供給されている電圧(
電流)源24,24Aの出力値(■R1−■RB)が低
くなり、量子化幅を狭くすることによって、一定のデジ
タル出力を発生するが、光ディスクの再生RF信号のレ
ベルが高いときは電圧(電流)源の出力値が高くなり、
量子化幅が広くなり、デジタル出力データのレベルを常
に一定に保つように制御することができる。
きは前記A/Dコンバータ25に供給されている電圧(
電流)源24,24Aの出力値(■R1−■RB)が低
くなり、量子化幅を狭くすることによって、一定のデジ
タル出力を発生するが、光ディスクの再生RF信号のレ
ベルが高いときは電圧(電流)源の出力値が高くなり、
量子化幅が広くなり、デジタル出力データのレベルを常
に一定に保つように制御することができる。
なお、RF低信号ピークレベルとボトムレベルを個別に
検出し、上位と下位の電圧(電流)源24.24Aを個
別にコントロールすることによって変化させ、オフセッ
トが少なくなるようにしてもよい。
検出し、上位と下位の電圧(電流)源24.24Aを個
別にコントロールすることによって変化させ、オフセッ
トが少なくなるようにしてもよい。
以上説明したように、本発明の自動利得制御回路は、A
/Dコンバータに人力されるアナログ入力信号のレベル
に対応してA/Dコンバータの基準電圧が変化するよう
に構成し、人力アナログ信号のレベルが変化したときで
も、デジタル出力ブタのレベル値が常に一定化するよう
にコントロルされているので、高周波入力信号の場合で
も周波数特性や位相特性が劣化することなく、出力値を
自動的に一定化させることができるという利点がある。
/Dコンバータに人力されるアナログ入力信号のレベル
に対応してA/Dコンバータの基準電圧が変化するよう
に構成し、人力アナログ信号のレベルが変化したときで
も、デジタル出力ブタのレベル値が常に一定化するよう
にコントロルされているので、高周波入力信号の場合で
も周波数特性や位相特性が劣化することなく、出力値を
自動的に一定化させることができるという利点がある。
第1図は本発明の自動利得制御回路の基本的なブロック
図、 第2図はA/Dコンバータの入力と出力の関係を示すグ
ラフ、 第3図は本発明の他の実施例を示すブロック図、 第4図は従来の自動利得制御回路のブロック図である。 図中、10はレベル検出手段、11は電圧(電流)源、
12は制御手段、13はA/Dコンバタを示す。 ■
図、 第2図はA/Dコンバータの入力と出力の関係を示すグ
ラフ、 第3図は本発明の他の実施例を示すブロック図、 第4図は従来の自動利得制御回路のブロック図である。 図中、10はレベル検出手段、11は電圧(電流)源、
12は制御手段、13はA/Dコンバタを示す。 ■
Claims (1)
- 一方の入力端に高周波入力信号が供給され、他方の入
力端に基準電圧が供給されているコンパレータを備えて
いるアナログ−デジタル変換器と、前記高周波入力信号
のレベルを検出するレベル検出手段と、該レベル検出手
段の出力によって前記基準電圧を供給している可変電圧
源をコントロールする制御手段を備え、前記高周波入力
信号のレベルに対応して前記アナログ−デジタル変換器
の量子化幅を変化させることにより前記A/Dコンバー
タのデジタル出力値がほぼ一定となるように構成されて
いる事を特徴とする自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24002590A JPH04120909A (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24002590A JPH04120909A (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04120909A true JPH04120909A (ja) | 1992-04-21 |
Family
ID=17053348
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24002590A Pending JPH04120909A (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04120909A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06204767A (ja) * | 1992-12-28 | 1994-07-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自動利得制御回路 |
US7561762B2 (en) | 2004-09-27 | 2009-07-14 | Nec Corporation | Semiconductor device having optical signal input-output mechanism |
-
1990
- 1990-09-12 JP JP24002590A patent/JPH04120909A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06204767A (ja) * | 1992-12-28 | 1994-07-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自動利得制御回路 |
US7561762B2 (en) | 2004-09-27 | 2009-07-14 | Nec Corporation | Semiconductor device having optical signal input-output mechanism |
US7783143B2 (en) | 2004-09-27 | 2010-08-24 | Nec Corporation | Semiconductor device having optical signal input-output mechanism |
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