JPH0348754B2 - - Google Patents
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- JPH0348754B2 JPH0348754B2 JP56092795A JP9279581A JPH0348754B2 JP H0348754 B2 JPH0348754 B2 JP H0348754B2 JP 56092795 A JP56092795 A JP 56092795A JP 9279581 A JP9279581 A JP 9279581A JP H0348754 B2 JPH0348754 B2 JP H0348754B2
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- inverter
- transistor
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- smoothing capacitor
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/06—Controlling the motor in four quadrants
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導電動機運転制御装置に係り、特に
回生エネルギーが増大しても運転を続行でき、し
かも回生制動を効率良く行なえる誘導電動機運転
制御装置に関する。
回生エネルギーが増大しても運転を続行でき、し
かも回生制動を効率良く行なえる誘導電動機運転
制御装置に関する。
誘導電動機は種々の産業分野に用いられ、その
対象とする負荷もいろいろある。例えば、あるも
のは加速・減速を急速に且つ頻繁に行ない、また
あるものは巻上げ、巻おろしのように負荷トルク
が正、負に変化するものもある。従つて駆動源で
ある誘導電動機も正トルクを発生したり、制動ト
ルクを発生するような運転を要求される。近時、
かなり採用されるようになつてきた可変電圧可変
周波数インバータを用いるタイプの誘導電動機の
運転制御においては電動機としての駆動態様で運
転する場合はさほど問題ではないが、減速時の制
動態様で運転する時に電動機の回転子の有する回
転エネルギーの処理の仕方が問題であつた。この
回転エネルギーの処理法として、従来は制動時に
誘導電動機への通電を断ち、負荷の機械損による
自然減速にまかせる方法や、また減速時のすべり
を適宜制御して電動機中に消費させる方法が用い
られている。
対象とする負荷もいろいろある。例えば、あるも
のは加速・減速を急速に且つ頻繁に行ない、また
あるものは巻上げ、巻おろしのように負荷トルク
が正、負に変化するものもある。従つて駆動源で
ある誘導電動機も正トルクを発生したり、制動ト
ルクを発生するような運転を要求される。近時、
かなり採用されるようになつてきた可変電圧可変
周波数インバータを用いるタイプの誘導電動機の
運転制御においては電動機としての駆動態様で運
転する場合はさほど問題ではないが、減速時の制
動態様で運転する時に電動機の回転子の有する回
転エネルギーの処理の仕方が問題であつた。この
回転エネルギーの処理法として、従来は制動時に
誘導電動機への通電を断ち、負荷の機械損による
自然減速にまかせる方法や、また減速時のすべり
を適宜制御して電動機中に消費させる方法が用い
られている。
しかしながら、前者は減速に時間がかかり制御
の応答性が極めて悪く、後者は電動機が過熱し、
頻繁な加減速運転に耐えることができない。更に
その他の方法として、前述のインバータ回路中の
平滑用コンデンサを充電し、その充電電圧が所定
値以上になつたら、該インバータ回路に並列に接
続された制動用抵抗に放電して回転子の回転エネ
ルギーを消費する方法も採用されている。しかし
ながら、この方法では平滑用コンデンサの充電電
圧が高くなりすぎて装置を破壊する原因になると
共に大型機械を運転する電動機においては制動用
抵抗もそれに伴つて大型になり高価なものとな
る。また制動エネルギーも熱損失として浪費する
ため効率上好ましい方法ではなかつた。このた
め、これらを改良するものとして、第１図Ａ，Ｂ
に示す様な回生制動方法が提案されている。
の応答性が極めて悪く、後者は電動機が過熱し、
頻繁な加減速運転に耐えることができない。更に
その他の方法として、前述のインバータ回路中の
平滑用コンデンサを充電し、その充電電圧が所定
値以上になつたら、該インバータ回路に並列に接
続された制動用抵抗に放電して回転子の回転エネ
ルギーを消費する方法も採用されている。しかし
ながら、この方法では平滑用コンデンサの充電電
圧が高くなりすぎて装置を破壊する原因になると
共に大型機械を運転する電動機においては制動用
抵抗もそれに伴つて大型になり高価なものとな
る。また制動エネルギーも熱損失として浪費する
ため効率上好ましい方法ではなかつた。このた
め、これらを改良するものとして、第１図Ａ，Ｂ
に示す様な回生制動方法が提案されている。
第１図Ａは、従来の回生制動型の誘導電動機の
運転制御装置の回路図である。
運転制御装置の回路図である。
第１図Ａにおいて、１は三相誘導電動機、２は
交流電源Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を整流するダイ
オードD1〜D6で構成された全波整流器、３はサ
イリスタS1〜S6からなるサイリスタブリツジを有
する回生回路、４は平滑用コンデンサC1を有す
る平滑回路、５はトランジスタTA1〜TA6で構
成される可変電圧可変周波数型のトランジスタイ
ンバータ、６はD1′〜D6′からなる整流器、７は電
源電圧の昇圧用変圧器である。かかる構成の従来
装置では例えば誘導電動機１を減速させるため指
令速度を低下させると同期速度は電動機の速度よ
り小となり負のすべり状態となる。このため回生
制動領域で電動機を運転することとなり、その結
果電動機の誘起電圧は整流器６により整流されて
直流線側の電圧を上昇させる。平滑用コンデンサ
C1は平滑機能を発揮するため、通常の駆動運転
時でも交流電源電圧の1.3〜1.4倍の高さに充電さ
れているのにこれに加えて誘導電動機が回生領域
で運転される際には、電圧は更に高い電圧に充電
保持される。例えば交流電源電圧が200Vのとき、
平滑用コンデンサC1の充電電圧は290V程度に上
昇する。このような状態でサイリスタS1〜S6で構
成される回生用サイリスタブリツジ回路３を点弧
制御すると点弧は可能であつても交流電源電圧が
直流線側電圧よりも低いので転流ができず回生が
不可能となる。即ち、サイリスタS1〜S6は順バイ
アスされているため、既に点弧しているサイリス
タは消弧できず回生が不可能となる。そこでかか
る不都合を避けるためサイリスタブリツジ３と交
流電源との間に昇圧用変圧器７を介在させ交流電
源電圧が必ず直流線側電圧よりも高い期間が生じ
るようにしてサイリスタS1〜S6の転流を確保し誘
導電動機の回生制御領域での運転を可能にしてい
た。しかしこの方式を採用した装置においては上
述のように昇圧用変圧器７が必要であり、その容
量も大きいものとなり装置を大きくし価格も高く
ついた。
交流電源Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を整流するダイ
オードD1〜D6で構成された全波整流器、３はサ
イリスタS1〜S6からなるサイリスタブリツジを有
する回生回路、４は平滑用コンデンサC1を有す
る平滑回路、５はトランジスタTA1〜TA6で構
成される可変電圧可変周波数型のトランジスタイ
ンバータ、６はD1′〜D6′からなる整流器、７は電
源電圧の昇圧用変圧器である。かかる構成の従来
装置では例えば誘導電動機１を減速させるため指
令速度を低下させると同期速度は電動機の速度よ
り小となり負のすべり状態となる。このため回生
制動領域で電動機を運転することとなり、その結
果電動機の誘起電圧は整流器６により整流されて
直流線側の電圧を上昇させる。平滑用コンデンサ
C1は平滑機能を発揮するため、通常の駆動運転
時でも交流電源電圧の1.3〜1.4倍の高さに充電さ
れているのにこれに加えて誘導電動機が回生領域
で運転される際には、電圧は更に高い電圧に充電
保持される。例えば交流電源電圧が200Vのとき、
平滑用コンデンサC1の充電電圧は290V程度に上
昇する。このような状態でサイリスタS1〜S6で構
成される回生用サイリスタブリツジ回路３を点弧
制御すると点弧は可能であつても交流電源電圧が
直流線側電圧よりも低いので転流ができず回生が
不可能となる。即ち、サイリスタS1〜S6は順バイ
アスされているため、既に点弧しているサイリス
タは消弧できず回生が不可能となる。そこでかか
る不都合を避けるためサイリスタブリツジ３と交
流電源との間に昇圧用変圧器７を介在させ交流電
源電圧が必ず直流線側電圧よりも高い期間が生じ
るようにしてサイリスタS1〜S6の転流を確保し誘
導電動機の回生制御領域での運転を可能にしてい
た。しかしこの方式を採用した装置においては上
述のように昇圧用変圧器７が必要であり、その容
量も大きいものとなり装置を大きくし価格も高く
ついた。
このため、本発明者等は昇圧用変圧器を排除す
ると共に、第１図Ｂに示すようにサイリスタブリ
ツジ回路３１に直列に２つのスイツチングトラン
ジスタTR1及びTR2を接続し、各サイリスタS1〜
S6の転流時にトランジスタTR1，TR2をそれぞれ
オフし、これによりサイリスタS1〜S6をライン
Ａ，Ｂより切離し（順バイアスでなくし）、転流
が確実に行なえるようにした方式を提案してい
る。この方式は非常に有効であるものゝ回生エネ
ルギが大きくなつて平滑用コンデンサC1（第１図
Ａ）の電圧が上昇したときの配慮に欠けている欠
点があつた。以下にこの点について簡単に説明す
る。さて、回生エネルギが大きくなると平滑用コ
ンデンサC1の電圧が上昇し、回生電流IRは次第に
増大してゆく。そして、この回生電流IRが許容電
流値を越えるとスイツチングトランジスタTR1，
TR2或いはサイリスタS1〜S6を破壊してしまう。
そこで、従来の方式においては平滑用コンデンサ
C1の電圧を監視し、該電圧が予め設定してある
危険電圧に到達したときアラームとし、回生回路
３及びトランジスタインバータ６の機能を完全に
停止（全停止）させていた。即ち、以後運転の続
行が不可能であつた。
ると共に、第１図Ｂに示すようにサイリスタブリ
ツジ回路３１に直列に２つのスイツチングトラン
ジスタTR1及びTR2を接続し、各サイリスタS1〜
S6の転流時にトランジスタTR1，TR2をそれぞれ
オフし、これによりサイリスタS1〜S6をライン
Ａ，Ｂより切離し（順バイアスでなくし）、転流
が確実に行なえるようにした方式を提案してい
る。この方式は非常に有効であるものゝ回生エネ
ルギが大きくなつて平滑用コンデンサC1（第１図
Ａ）の電圧が上昇したときの配慮に欠けている欠
点があつた。以下にこの点について簡単に説明す
る。さて、回生エネルギが大きくなると平滑用コ
ンデンサC1の電圧が上昇し、回生電流IRは次第に
増大してゆく。そして、この回生電流IRが許容電
流値を越えるとスイツチングトランジスタTR1，
TR2或いはサイリスタS1〜S6を破壊してしまう。
そこで、従来の方式においては平滑用コンデンサ
C1の電圧を監視し、該電圧が予め設定してある
危険電圧に到達したときアラームとし、回生回路
３及びトランジスタインバータ６の機能を完全に
停止（全停止）させていた。即ち、以後運転の続
行が不可能であつた。
以上から、本発明は、コンデンサの端子間電圧
が高くなつて、回生手段に供給される回生電流が
そのスイツチング素子の耐圧を越えて流入しない
ようにして、回生エネルギの変換動作が全停止さ
れない誘導電動機運転制御装置を提供することを
目的とする。
が高くなつて、回生手段に供給される回生電流が
そのスイツチング素子の耐圧を越えて流入しない
ようにして、回生エネルギの変換動作が全停止さ
れない誘導電動機運転制御装置を提供することを
目的とする。
以下、本発明の実施例を図面に従つて詳細に説
明する。
明する。
第２図は本発明に係る誘導電動機制御回路のブ
ロツク図であり、第１図と同一部分には同一符号
を付しその詳細な説明は省略する。
ロツク図であり、第１図と同一部分には同一符号
を付しその詳細な説明は省略する。
図中、１１は回生制御回路であり、サイリスタ
ブリツジ回路３１を構成する各サイリスタS1〜S6
の点弧制御回路SG1〜SG6をそれぞれ発生すると
共に、スイツチングトランジスタTR1，TR2をオ
ン／オフする制御信号TRB1を発生する。即ち、
回生制御回路１１は３相の交流電源電圧を入力さ
れ、相間電圧が最大となる２相に接続されたサイ
リスタを点弧するようにＴ／６（Ｔは交流の同期）
の幅を有する点弧制御信号SG1〜SG6を時間Ｔ／
６毎に順次発生し、且つ転流のタイミングに同期
して制御信号TRB1を発生する。尚、回生制御回
路の詳細はたとえば特願昭54−104443号を参照さ
れたい。
ブリツジ回路３１を構成する各サイリスタS1〜S6
の点弧制御回路SG1〜SG6をそれぞれ発生すると
共に、スイツチングトランジスタTR1，TR2をオ
ン／オフする制御信号TRB1を発生する。即ち、
回生制御回路１１は３相の交流電源電圧を入力さ
れ、相間電圧が最大となる２相に接続されたサイ
リスタを点弧するようにＴ／６（Ｔは交流の同期）
の幅を有する点弧制御信号SG1〜SG6を時間Ｔ／
６毎に順次発生し、且つ転流のタイミングに同期
して制御信号TRB1を発生する。尚、回生制御回
路の詳細はたとえば特願昭54−104443号を参照さ
れたい。
１２はトランジスタインバータ５を構成する各
トランジスタTA1〜TA6のスイツチングを制御
するインバータ制御回路であり、指令回転速度と
実回転速度との偏差に応じた実効値並びに周波数
を有する三相の一次電圧がトランジスタインバー
タ５から誘導電動機１へ入力されるようにトラン
ジスタ駆動信号TAD1′〜TAD6′を出力する。尚、
このインバータ制御回路１２は公知であるのでそ
の詳細な説明は省略する。１３は平滑用コンデン
サC1の端子電圧Vcを監視する監視回路であり、
基準電圧Vrと端子電圧Vcとを入力され、これら
VrとVcの大小を比較し、Vc≧Vrのときローレ
ベル（論理“０”）となり、又Vc＜Vrのときハ
イレベルとなる信号RGSを出力する。１４は信
号RGSと各トランジスタ駆動信号TAD1′〜
TAD6′の論理積をとるアンドゲート群、１５は
各アンドゲートに接続され駆動信号TAD1〜
TAD6を出力する増幅器である。
トランジスタTA1〜TA6のスイツチングを制御
するインバータ制御回路であり、指令回転速度と
実回転速度との偏差に応じた実効値並びに周波数
を有する三相の一次電圧がトランジスタインバー
タ５から誘導電動機１へ入力されるようにトラン
ジスタ駆動信号TAD1′〜TAD6′を出力する。尚、
このインバータ制御回路１２は公知であるのでそ
の詳細な説明は省略する。１３は平滑用コンデン
サC1の端子電圧Vcを監視する監視回路であり、
基準電圧Vrと端子電圧Vcとを入力され、これら
VrとVcの大小を比較し、Vc≧Vrのときローレ
ベル（論理“０”）となり、又Vc＜Vrのときハ
イレベルとなる信号RGSを出力する。１４は信
号RGSと各トランジスタ駆動信号TAD1′〜
TAD6′の論理積をとるアンドゲート群、１５は
各アンドゲートに接続され駆動信号TAD1〜
TAD6を出力する増幅器である。
さて、このように構成された本発明装置の動作
を次に説明する。
を次に説明する。
誘導電動機からなる交流電動機１が通常の駆動
態様で運転されている時は、交流電源の各相電圧
は整流器２により整流されて直流となり、更にト
ランジスタインバータ５により所定の周波数と電
圧を有する交流に変換されて誘導電動機１に供給
され、該電動機を指令速度に合致して運転する。
ここで該インバータ５の出力周波数はインバータ
を構成するトランジスタ素子TA1〜TA6の駆動
信号TAD1〜TAD6の繰返し周波数を調整するこ
とにより可変となし、出力電圧はインバータ５の
各トランジスタ素子TA1〜TA6の通電時間幅を
調整することにより可変とすることができる。次
に負荷の運転条件により電動機の減速が必要とな
つた場合、減速指令信号が与えられると、同期速
度よりも現在運転中の電動機の回転速度が高いた
め誘導電動機１はすべりＳが負の領域即ち回生制
動の領域で運転されることとなる。従つて誘導電
動機１の出力は整流器６で整流されて直流線側の
電圧を高めることになる。その値は例えば200V
の交流電源で運転中であるならば、平滑用コンデ
ンサC1の端子は290V程度に昇圧する。尚、本発
明では前述の如く回生回路３のサイリスタ群と直
列にスイツチングトランジスタTR1及びTR2を接
続し、該スイツチングトランジスタTR1，TR2を
回生動作中の通常は導通状態となし、各サイリス
タS1〜S6のうちいずれかのサイリスタが転流動作
に入る時トランジスタTR1，TR2を同時に瞬間的
に不導通状態となし、これにより電流を遮断し、
しかもサイリスタが完全に消弧する時間を考慮し
て再びトランジスタTR1及びTR2を再点弧してい
るから、たとえば直流線側の電圧を電源の交流電
圧より高くても各サイリスタは転流失敗を起すこ
となく回生電流IRを常に電源に返還できる。
態様で運転されている時は、交流電源の各相電圧
は整流器２により整流されて直流となり、更にト
ランジスタインバータ５により所定の周波数と電
圧を有する交流に変換されて誘導電動機１に供給
され、該電動機を指令速度に合致して運転する。
ここで該インバータ５の出力周波数はインバータ
を構成するトランジスタ素子TA1〜TA6の駆動
信号TAD1〜TAD6の繰返し周波数を調整するこ
とにより可変となし、出力電圧はインバータ５の
各トランジスタ素子TA1〜TA6の通電時間幅を
調整することにより可変とすることができる。次
に負荷の運転条件により電動機の減速が必要とな
つた場合、減速指令信号が与えられると、同期速
度よりも現在運転中の電動機の回転速度が高いた
め誘導電動機１はすべりＳが負の領域即ち回生制
動の領域で運転されることとなる。従つて誘導電
動機１の出力は整流器６で整流されて直流線側の
電圧を高めることになる。その値は例えば200V
の交流電源で運転中であるならば、平滑用コンデ
ンサC1の端子は290V程度に昇圧する。尚、本発
明では前述の如く回生回路３のサイリスタ群と直
列にスイツチングトランジスタTR1及びTR2を接
続し、該スイツチングトランジスタTR1，TR2を
回生動作中の通常は導通状態となし、各サイリス
タS1〜S6のうちいずれかのサイリスタが転流動作
に入る時トランジスタTR1，TR2を同時に瞬間的
に不導通状態となし、これにより電流を遮断し、
しかもサイリスタが完全に消弧する時間を考慮し
て再びトランジスタTR1及びTR2を再点弧してい
るから、たとえば直流線側の電圧を電源の交流電
圧より高くても各サイリスタは転流失敗を起すこ
となく回生電流IRを常に電源に返還できる。
ところで、回生エネルギが大きくなると全エネ
ルギを電源に返えし切れなくなり、平滑用コンデ
ンサC1の端子電圧Vcが次第に上昇する。この結
果、次式で示される回生電流IRも上昇する。
ルギを電源に返えし切れなくなり、平滑用コンデ
ンサC1の端子電圧Vcが次第に上昇する。この結
果、次式で示される回生電流IRも上昇する。
IR＝（Vc−VAC）／（r1＋r2）
尚、Vcは平滑用コンデンサC1の端子電圧、
VACは電源電圧の実効値、r1，r2はスイツチング
トランジスタTR1，TR2に直列に接続された抵抗
R1，R2の抵抗値である。さて、端子電圧Vcは監
視回路１３にて基準電圧Vrと比較されている。
従つて、回生エネルギが増大して、Vc≧Vrとな
れば、監視回路１３は信号RGSを“０”にする。
この結果、全アンドゲート１４の出力は全て
“０”となり、又駆動信号TAD1〜TAD6も全て
“０”となり、トランジスタインバータ５を構成
する全トランジスタTA1〜TA6がオフし、該ト
ランジスタインバータ５はその機能を停止する。
トランジスタインバータ５がその機能を停止すれ
ばエネルギは返されないから、平滑用コンデンサ
C1に蓄積されたエネルギは回生回路３を介して
電源に返えされ、その端子電圧Vcは除々に減少
し、Vc＜Vrとなる。Vc＜Vrとなれば信号RGS
が“１”となるからトランジスタインバータ５は
そのインバータ機能を回復し、再び回生エネルギ
を電源に返えす。以後VcとVrの大小に応じて回
生エネルギーの返還並びにトランジスタインバー
タ５の機能の一時的停止（その間にコンデンサ
C1に蓄積したエネルギが放出される）が繰返え
される。
VACは電源電圧の実効値、r1，r2はスイツチング
トランジスタTR1，TR2に直列に接続された抵抗
R1，R2の抵抗値である。さて、端子電圧Vcは監
視回路１３にて基準電圧Vrと比較されている。
従つて、回生エネルギが増大して、Vc≧Vrとな
れば、監視回路１３は信号RGSを“０”にする。
この結果、全アンドゲート１４の出力は全て
“０”となり、又駆動信号TAD1〜TAD6も全て
“０”となり、トランジスタインバータ５を構成
する全トランジスタTA1〜TA6がオフし、該ト
ランジスタインバータ５はその機能を停止する。
トランジスタインバータ５がその機能を停止すれ
ばエネルギは返されないから、平滑用コンデンサ
C1に蓄積されたエネルギは回生回路３を介して
電源に返えされ、その端子電圧Vcは除々に減少
し、Vc＜Vrとなる。Vc＜Vrとなれば信号RGS
が“１”となるからトランジスタインバータ５は
そのインバータ機能を回復し、再び回生エネルギ
を電源に返えす。以後VcとVrの大小に応じて回
生エネルギーの返還並びにトランジスタインバー
タ５の機能の一時的停止（その間にコンデンサ
C1に蓄積したエネルギが放出される）が繰返え
される。
尚、以上は平滑用コンデンサC1の端子電圧Vc
が予め設定した基準電圧より大きいか、小さいか
に応じてトランジスタインバータ５の機能停止及
び回復制御を行なつた場合について説明したが、
回生電流IRを検出することによりトランジスタイ
ンバータを制御してもよい。そして、この回生電
流IRの検出は抵抗R1或いはR2の端子電圧を検出
することにより、或いはスイツチングトランジス
タTR1に直列にカレントトランス（変流器）を設
けることにより行われる。
が予め設定した基準電圧より大きいか、小さいか
に応じてトランジスタインバータ５の機能停止及
び回復制御を行なつた場合について説明したが、
回生電流IRを検出することによりトランジスタイ
ンバータを制御してもよい。そして、この回生電
流IRの検出は抵抗R1或いはR2の端子電圧を検出
することにより、或いはスイツチングトランジス
タTR1に直列にカレントトランス（変流器）を設
けることにより行われる。
以上、本発明の誘導電動機運転制御装置によれ
ば、平滑用コンデンサからの回生電流が前記回生
手段のスイツチング素子の耐圧を越えて流入しな
いから、回生手段の回生機能まで停止して回生エ
ネルギの変換動作を全停止する必要がなく、その
後平滑用コンデンサからの回生電流が一定値以下
になつたときインバータ制御手段の出力端子側で
トランジスタインバータの制御信号を接にして、
再びトランジスタインバータによる充電機能を回
復させることにより運転を続行することができ、
誘導電動機への信頼性を著しく高めることができ
る。
ば、平滑用コンデンサからの回生電流が前記回生
手段のスイツチング素子の耐圧を越えて流入しな
いから、回生手段の回生機能まで停止して回生エ
ネルギの変換動作を全停止する必要がなく、その
後平滑用コンデンサからの回生電流が一定値以下
になつたときインバータ制御手段の出力端子側で
トランジスタインバータの制御信号を接にして、
再びトランジスタインバータによる充電機能を回
復させることにより運転を続行することができ、
誘導電動機への信頼性を著しく高めることができ
る。
第１図Ａ，Ｂは従来の回生制御説明図、第２図
は本発明を説明するブロツク図である。 １……誘導電動機、２……整流器、３……回生
回路、４……平滑回路、５……トランジスタイン
バータ、６……整流器、１１……回生制御回路、
１２……インバータ制御回路、１３……監視回
路。
は本発明を説明するブロツク図である。 １……誘導電動機、２……整流器、３……回生
回路、４……平滑回路、５……トランジスタイン
バータ、６……整流器、１１……回生制御回路、
１２……インバータ制御回路、１３……監視回
路。
Claims (1)
- １ 交流電源に接続され、交流を直流に変換する
整流器と、該直流を指令速度と実速度との偏差に
応じた電圧値及び周波数を有する三相交流信号に
変換するトランジスタインバータと、該トランジ
スタインバータを構成する各トランジスタのスイ
ツチングを制御するインバータ制御回路と、前記
トランジスタインバータに並列に接続された平滑
用コンデンサとからなり、前記三相交流信号によ
り誘導電動機を駆動する誘導電動機運転制御装置
において、前記平滑用コンデンサから制動時にオ
ンするスイツチング素子を介して回生電流が供給
されサイリスタブリツジにより交流電源側にエネ
ルギを回生する回生手段と、該サイリスタブリツ
ジを点弧制御する回生制御手段と、該インバータ
制御手段の出力端子側でトランジスタインバータ
の制御信号を接・断するスイツチング手段と、前
記平滑用コンデンサからの回生電流を監視する監
視手段と、該回生電流が前記回生手段のスイツチ
ング素子の耐圧を越えて流入するとき該スイツチ
ング手段を断にして前記トランジスタインバータ
による充電機能を一時的に停止する停止制御手段
とを具備し、前記平滑用コンデンサから制動時に
継続的に交流電源側にエネルギを回生することを
特徴とする誘導電動機運転制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56092795A JPS57208894A (en) | 1981-06-16 | 1981-06-16 | Controlling system for induction motor |
| KR8202656A KR880001594B1 (ko) | 1981-06-16 | 1982-06-15 | 유도 전동기 제어방식 |
| US06/388,926 US4434393A (en) | 1981-06-16 | 1982-06-16 | Induction motor control system |
| DE8282303120T DE3266789D1 (en) | 1981-06-16 | 1982-06-16 | Induction motor control system |
| EP82303120A EP0067717B1 (en) | 1981-06-16 | 1982-06-16 | Induction motor control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56092795A JPS57208894A (en) | 1981-06-16 | 1981-06-16 | Controlling system for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57208894A JPS57208894A (en) | 1982-12-22 |
| JPH0348754B2 true JPH0348754B2 (ja) | 1991-07-25 |
Family
ID=14064351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56092795A Granted JPS57208894A (en) | 1981-06-16 | 1981-06-16 | Controlling system for induction motor |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4434393A (ja) |
| EP (1) | EP0067717B1 (ja) |
| JP (1) | JPS57208894A (ja) |
| KR (1) | KR880001594B1 (ja) |
| DE (1) | DE3266789D1 (ja) |
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| JP4428140B2 (ja) * | 2004-05-21 | 2010-03-10 | 株式会社デンソー | 電子制御装置，電動パワーステアリング装置，および伝達比可変操舵装置 |
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-
1981
- 1981-06-16 JP JP56092795A patent/JPS57208894A/ja active Granted
-
1982
- 1982-06-15 KR KR8202656A patent/KR880001594B1/ko active
- 1982-06-16 US US06/388,926 patent/US4434393A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-06-16 DE DE8282303120T patent/DE3266789D1/de not_active Expired
- 1982-06-16 EP EP82303120A patent/EP0067717B1/en not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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|---|---|
| KR840001012A (ko) | 1984-03-26 |
| DE3266789D1 (en) | 1985-11-14 |
| US4434393A (en) | 1984-02-28 |
| EP0067717B1 (en) | 1985-10-09 |
| JPS57208894A (en) | 1982-12-22 |
| KR880001594B1 (ko) | 1988-08-24 |
| EP0067717A1 (en) | 1982-12-22 |
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