JPH0340847B2 - - Google Patents
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- JPH0340847B2 JPH0340847B2 JP58089392A JP8939283A JPH0340847B2 JP H0340847 B2 JPH0340847 B2 JP H0340847B2 JP 58089392 A JP58089392 A JP 58089392A JP 8939283 A JP8939283 A JP 8939283A JP H0340847 B2 JPH0340847 B2 JP H0340847B2
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Landscapes
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Control Of Velocity Or Acceleration (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Linear Or Angular Velocity Measurement And Their Indicating Devices (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は、回転機などの速度制御系において、
回転速度が遅くなつた場合でも、検出速度パルス
の予測演算を行なつて速度制御系の安定化を図つ
たパルス周波数演算方式に関するものである。 〔従来技術〕 この種の速度検出装置には、１周期内のパルス
を計数する方式と、パルス間隔（周期）を計時カ
ウンタで測定する方式とがある。 前者の方式では、必要精度に相当したパルス数
を計数する必要上サンプリング周期を大きくした
り、被測定パルス周波数を高くしているが、サン
プリング周期を大きくすると応答が遅くなるとい
う問題が生じ、また被測定パルス周波数を高くし
た場合はパルスの発生と伝達に問題が出てくる。 また後者の方式では、特に電動機の速度の検出
において、大幅にパルス周期が変化する場合、測
定周期が被測定パルス幅に比例して変化するとい
う問題や、低周波では精度が上がるが、高周波で
は精度が落ちるという問題があつた。 第１図および第２図は従来のパルス検出方式の
例を示すもので、第１図は１サンプリングスキヤ
ン内に１個以上の被測定パルスがある場合、第２
ずは１サンプリングスキヤン内に被測定パルスが
１個もない場合の計算方式を表している。この図
で、T3は前回の被測定パルスからスキヤンパル
スまでの時間、T3′は対象とする今回の被測定パ
ルスからスキヤンパルスまでの時間、Tsはスキ
ヤンパルスの周期である。 １サンプリングスキヤン内に被測定パルスが１
個もない場合、被測定パルス間の時間Ｔは、 Ｔ＝ΣTs＋T3−T3′ となり、この時間Ｔは、被測定パルスの周波数が
小さくなるにつれて非常に大きくなる。しかし、
Ｆ＝１／Ｔの演算を行なうには、分母の数値の大
きさに制限があるため（例えば16ビツトの除算器
を使用するとＴは16ビツトに制限される。）、被測
定パルスの周波数の検出範囲の下限に制約を受け
てあまり小さい周波数の検出ができなかつた。 〔発明の目的〕 本発明は、このような従来の問題を解消し、低
周波パルスの検出を除算器のビツト数を増やすこ
となく可能にするパルス周波数演算方式を提供す
ることを目的とするものである。 〔発明の構成〕 この目的を達成するため、本発明は、被測定パ
ルスのサンプリング周期Ts0間の計数値Ｎと、直
前の被測定パルスからサンプリングパルスまでの
時間T3およびサンプリング周期Ts0から被測定パ
ルスＮ個の周期Ｔを求め、前記被測定パルスの計
数値Ｎを前記被測定パルスＮ個の周期Ｔで除し
て、前記被測定パルスの周波数を演算するパルス
周波数演算方式において、 次の手順に従つて各サンプリング時間Ts0毎に
演算を繰り返し、前記被測定パルスの周波数を演
算することを特徴とする。 (1) 前記サンプリング周期Ts0内における前記被
測定パルスのカウント値Ｎが０のときは、 積算バツフアに加えるサンプリング周期値を
記憶するバツフアの内容Tsを積算バツフアに
積算し、前記積算バツフアがオーバーフローを
生じるときは前記積算バツフアに加えるサンプ
リング周期を記憶するバツフアの内容Tsを1/2
にするとともに、前記積算バツフアの内容ΣTs
を1/2にし、前記オーバーフローの回数をオー
バーフローカウンタで計数し、ｍとする。 (2) 前記サンプリング周期Ts0内の前記被測定パ
ルスの計数値Ｎが１以上のときは、 前記被測定パルスとサンプリングパルス間の
時間T3′と前回計数値Ｎが１以上のとき記憶し
ておいた前記被測定パルスと前記サンプリング
パルスの間の時間T3との差（T3−T3′）に1/2
のｍ乗を積算し、さらにその積算値に前記バツ
フア値ΣTsを加算し、 (2‐1) 加算結果がオーバーフローの場合はその加
算結果ΣTs′を1/2にするとともに前記オーバ
ーフローカウンタ値ｍも１増加させ、 (2‐2) 被測定パルスの計数値Ｎを最後の加算結果
ΣTs′で除し、1/2のｍ乗を積算した値を前記
被測定パルスの周波数とし、 (2‐3) 次回の演算のために被測定パルスとサンプ
リングパルス間の時間T3′をT3バツフアに記
憶し、積算バツフア、オーバーフローカウン
タをクリアし、積算バツフアに加えるサンプ
リング周期を記憶するバツフアの内容Tsを
サンプリング周期Ts0にセツトする。 〔実施例〕 以下、本発明を図面に示す実施例に基いて説明
する。第３図は本発明に係るカウンタバツフアの
構成図、第４図は本発明の演算ブロツク図であ
り、図中１はクロツクパルス発生器、２は被測定
パルス発生器、３は被測定パルス計数用Ｎカウン
タ、４はそのＮバツフア、５は直前の被測定パル
スからサンプリングパルスまでの時間T3′を計時
するT3′カウンタ、６はそのT3′バツフア、７はク
ロツクパルスから分周してサンプリングパルスを
発生する分周器、８はＮカウンタバツフア４の値
が１以上かどうかを比較する比較器、９，２５〜
２７，２９，３１および３２はアンドゲート、１
０，１１は遅延回路、１２はTsバツフア、１３，
１５，２１は1/2シフト回路、１４はΣTs積算バ
ツフア、１６はオーバーフローカウンタ、１７は
T3バツフア、１８，２０は加算器、１９，２３
は（1/2）mシフト回路、２２は除算器、２４は周
波数検出バツフア、２８，３３はオア回路、３０
はノツト回路を示している。 第５図は各パルスのタイムチヤートである。被
測定パルスはスキヤンパルスより低い周波数の場
合を示している。Ｓパルスは直前のスキヤン時間
Ts0の間に被測定パルスが１個以上あつた場合発
生する。S′パルスはＳパルスの遅延パルスであ
る。Ｔパルスはスキヤンパルスと同じタイミング
で発生する。 〔動作説明〕 以下、動作について説明する。 クロツクパルス発生器１から発生されるクロツ
クパルスは、T3′カウンタ５と分周器７にそれぞ
れ入力される。分周器７はTs0の周期のサンプリ
ングパルス（スキヤンパルス）を発生する。
T3′カウンタ５は、PLG（ロータリーエンコーダ
のようなパルスゼネレータ）２の出力である被測
定パルスによりリセツトされ、クロツクパルスを
計数するが、サンプリングパルスによりT3′バツ
フア６に蓄えられる。 Ｎカウンタ３は、サンプリングパルスでリセツ
トされ、被測定パルスをカウントして次のサンプ
リングパルスでＮバツフア４に蓄えられる。 比較器８はＮバツフア４の値により１以上なら
信号を出し、ゲート９を開きＳパルス、S′パルス
を発生させる。Tsバツフア１２はS′パルスでTs0
がセツトされるが、その後はΣTs積算バツフア１
４のオーバーフローが起きると1/2シフト回路１
３とともにTsバツフア１２の内容を1/2にセツト
する。つまり内容が1/2Ts0になる。 ΣTs積算バツフア１４はＴパルスのたびにΣTs
←ΣTs＋TsのようにTsを加算してゆく。ただし、
加算の結果オーバーフローが発生すると、オーバ
ーフローカウンタ１６がオーバーフローパルスを
カウントし、先のTsバツフア１２およびΣTs積算
バツフア１４の内容を1/2に再セツトする。ｍ回
オーバーフローが出れば、その内容は（1/2）m
Ts0になり、オーバーフローカウンタ１６の内容
はｍとなる。 Ｓパルスが発生すると周波数の演算を開始す
る。S′パルスがゲート２９を開くとT3′バツフア
６の内容がT3バツフア１７へ移り、加算器１８
により（T3−T3′）を演算し、（1/2）m回路１９で
オーバーフロー補正を行ない、加算器２０により
｛ΣTs＋（T3−T3′）｝を演算する。加算器２０の演
算結果はオーバーフローがなければ除算器２２に
送られるが、オーバーフローが発生すると1/2シ
フト回路２１により内容を1/2にして除算器２２
に送られ、オーバーフローカウンタ１６の内容も
増加させる。 除算器２２では、Ｎバツフア４の内容を加算器
２０のデータ（ΣTs＋T3−T3′）で割ることによ
り周波数を得るが、オーバーフローカウンタ１６
の内容ｍに応じて（1/2）mシフト回路２３におい
て補正がなされ、周波数検出バツフア２４におい
てＦが記憶される。例えば、（1/2）mシフト回路２
３の入力が〔10101110〕であれば、ｍ＝１のとき
は〔01010111〕が、ｍ＝２のときは〔00101011〕
が同回路２３の出力となる。 なお、オーバーフローカウンタ１６がオーバー
フローを起こす場合は、周波数検出バツフア２４
にリセツトを与えてその内容Ｆを０にしている。 次に具体的な例により説明する。 第４図の例ではＴ及びＦは、 Ｔ＝T3＋Ts0＋Ts0＋Ts0＋Ts0−T3′ ＝4Ts0＋T3−T3′ Ｆ＝１／Ｔ＝１／（4Ts0＋T3−T3′） で求められる。 一般に、ｎ回のスキヤン後に被測定パルスが到
着すると Ｆ＝１／Ｔ＝１／（nTs0＋T3−T3′） となる。この分子と分母に（1/2）mを乗じると、 Ｆ＝（１／２）m／（１／２）m｛nTs0＋T3−T3′） ＝（１／２）m／（１／２）mnTs0＋（１／２）m（T
3−T3′） 従つて、Ｆは F′＝１／（１／２）mnTs0＋（１／２）m（T3−T3′
） を計算後、Ｆ＝F′×（1/2）mにより求めることがで
きる。 ここで、 （1/2）mnTs0＝1/2［1/2｛（1/2…1/2
（1/2Ts0＋1/2Ts0） ＋（1/2）2Ts0）＋＋（1/2）Ts0｝
＋（1/2）Ts0］＋（1/2）mTs0 のように分解できるので、ｍをオーバーフローに
よる（1/2）シフトの回数とすればTsバツフア１
２にTs0を初期値としてセツトしておき、オーバ
ーフローが起きるたびにTs←1/2Tsのように1/2
にして再セツトしておき、ΣTs積算バツフア１４
も同様に1/2に再セツトすることにより実現でき
る。 また、（1/2）m（T3−T3′）は、（T3−T3′）を加
算器１８で演算し、（1/2）mシフト回路１９によつ
て乗算することにより実現できる。 このようにして、第３図および第４図の回路に
よつて、 Ｆ＝（１／２）m／（１／２）mnTs0＋（１／２）m（T
3−T3′） を演算する。 第５図は各パルスのタイムチヤートである。こ
の図における（０）〜(iv)の動作について説明す
る。 (0) Tsバツフア１２にTs0がセツトされ、ΣTsバ
ツフア１４が０にクリアされる。 (i) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値Ts0
がセツトされる。このとき、オーバーフローが
ないので、ｍ＝０である。 (ii) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値Ts0
が加算されるので、ΣTsバツフア１４の値は
2Ts0になる。 このとき、オーバーフローが発生し、ｍ＝１
となる。従つてΣTsバツフア１４は1/2ΣTs、
つまりTs0となる。また、Tsバツフア１２は1/
２Ts、つまり1/2Ts0となる。 (iii) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値1/2
Ts0が加算される。従つてΣTsバツフア１４の
値は３・1/2Ts0になる。このときオーバーフ
ローが発生し、ｍ＝２となる。従つて、ΣTsバ
ツフア１４は1/2ΣTs、つまり３・1/4Ts0とな
る。また、Tsバツフア１２は1/2Ts、つまり
Ts0・1/4となる。 (iv) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値
Ts0・1/4が加算される。従つてΣTsバツフア１
４の値は（３・1/4＋1/4）Ts0＝Ts0となる。 このとき、オーバーフローが起きたとすれば
（実際は起きないはずであるが）、ｍ＝３とな
る。従つてΣTsバツフア１４の値は1/2ΣTs、
つまり1/2Ts0となる。また、Tsバツフア１２
は1/2Ts、つまりTs0／８になる。 オーバーフローが起きなければ、ｍ＝２のま
まであるので、 （1/2）2／｛(T3-T3′)×（1/2）2＋Ts0｝ ＝１／｛(T3-T3′)＋4Ts0｝＝Ｆ で周波数が求められる。 この時点ではＮ＝１であるので、Ｓパルスが
発生し、加算器２０の値は （T3−T3′）×（1/2）3＋1/2Ts0 となり、これによるオーバーフローがないとす
ればｍ＝３のままであるので、 Ｆ＝（1/2）3／｛(T3-T3′)／８＋1/2Ts0｝ ＝１／｛(T3-T3′)＋4Ts0｝ となつて周波数が求められる。 上述した演算処理のフローチヤートを第６図に
示す。この図では、オーバーフローカウンタのオ
ーバーフローはないものとして表している。また
オーバーフローカウンタ１６のオーバーフロー時
は周波数検出バツフア２４をリセツトし、Ｆ＝０
とみなすこととしている。 〔発明の効果〕 最後に、従来の方式と比較した本発明の方式の
効果について具体的に述べる。 低い周波数の検出において、Ｆ＝１／Ｔで表さ
れるので、Ｔのビツト数をα、オーバーフローカ
ウンタ１６のビツト数をβとすれば、従来の方式
ではTmax＝２α−１であるが、本発明では
Tmax＝（2〓−１）×｛2(2〓-1)｝まで表現可能とな
る。βビツトカウンタの最大数が2〓−１であり、
オーバーフローカウンタはこれを1/2した回数を
表すから、カウンタが表現できる実際値は、
回転速度が遅くなつた場合でも、検出速度パルス
の予測演算を行なつて速度制御系の安定化を図つ
たパルス周波数演算方式に関するものである。 〔従来技術〕 この種の速度検出装置には、１周期内のパルス
を計数する方式と、パルス間隔（周期）を計時カ
ウンタで測定する方式とがある。 前者の方式では、必要精度に相当したパルス数
を計数する必要上サンプリング周期を大きくした
り、被測定パルス周波数を高くしているが、サン
プリング周期を大きくすると応答が遅くなるとい
う問題が生じ、また被測定パルス周波数を高くし
た場合はパルスの発生と伝達に問題が出てくる。 また後者の方式では、特に電動機の速度の検出
において、大幅にパルス周期が変化する場合、測
定周期が被測定パルス幅に比例して変化するとい
う問題や、低周波では精度が上がるが、高周波で
は精度が落ちるという問題があつた。 第１図および第２図は従来のパルス検出方式の
例を示すもので、第１図は１サンプリングスキヤ
ン内に１個以上の被測定パルスがある場合、第２
ずは１サンプリングスキヤン内に被測定パルスが
１個もない場合の計算方式を表している。この図
で、T3は前回の被測定パルスからスキヤンパル
スまでの時間、T3′は対象とする今回の被測定パ
ルスからスキヤンパルスまでの時間、Tsはスキ
ヤンパルスの周期である。 １サンプリングスキヤン内に被測定パルスが１
個もない場合、被測定パルス間の時間Ｔは、 Ｔ＝ΣTs＋T3−T3′ となり、この時間Ｔは、被測定パルスの周波数が
小さくなるにつれて非常に大きくなる。しかし、
Ｆ＝１／Ｔの演算を行なうには、分母の数値の大
きさに制限があるため（例えば16ビツトの除算器
を使用するとＴは16ビツトに制限される。）、被測
定パルスの周波数の検出範囲の下限に制約を受け
てあまり小さい周波数の検出ができなかつた。 〔発明の目的〕 本発明は、このような従来の問題を解消し、低
周波パルスの検出を除算器のビツト数を増やすこ
となく可能にするパルス周波数演算方式を提供す
ることを目的とするものである。 〔発明の構成〕 この目的を達成するため、本発明は、被測定パ
ルスのサンプリング周期Ts0間の計数値Ｎと、直
前の被測定パルスからサンプリングパルスまでの
時間T3およびサンプリング周期Ts0から被測定パ
ルスＮ個の周期Ｔを求め、前記被測定パルスの計
数値Ｎを前記被測定パルスＮ個の周期Ｔで除し
て、前記被測定パルスの周波数を演算するパルス
周波数演算方式において、 次の手順に従つて各サンプリング時間Ts0毎に
演算を繰り返し、前記被測定パルスの周波数を演
算することを特徴とする。 (1) 前記サンプリング周期Ts0内における前記被
測定パルスのカウント値Ｎが０のときは、 積算バツフアに加えるサンプリング周期値を
記憶するバツフアの内容Tsを積算バツフアに
積算し、前記積算バツフアがオーバーフローを
生じるときは前記積算バツフアに加えるサンプ
リング周期を記憶するバツフアの内容Tsを1/2
にするとともに、前記積算バツフアの内容ΣTs
を1/2にし、前記オーバーフローの回数をオー
バーフローカウンタで計数し、ｍとする。 (2) 前記サンプリング周期Ts0内の前記被測定パ
ルスの計数値Ｎが１以上のときは、 前記被測定パルスとサンプリングパルス間の
時間T3′と前回計数値Ｎが１以上のとき記憶し
ておいた前記被測定パルスと前記サンプリング
パルスの間の時間T3との差（T3−T3′）に1/2
のｍ乗を積算し、さらにその積算値に前記バツ
フア値ΣTsを加算し、 (2‐1) 加算結果がオーバーフローの場合はその加
算結果ΣTs′を1/2にするとともに前記オーバ
ーフローカウンタ値ｍも１増加させ、 (2‐2) 被測定パルスの計数値Ｎを最後の加算結果
ΣTs′で除し、1/2のｍ乗を積算した値を前記
被測定パルスの周波数とし、 (2‐3) 次回の演算のために被測定パルスとサンプ
リングパルス間の時間T3′をT3バツフアに記
憶し、積算バツフア、オーバーフローカウン
タをクリアし、積算バツフアに加えるサンプ
リング周期を記憶するバツフアの内容Tsを
サンプリング周期Ts0にセツトする。 〔実施例〕 以下、本発明を図面に示す実施例に基いて説明
する。第３図は本発明に係るカウンタバツフアの
構成図、第４図は本発明の演算ブロツク図であ
り、図中１はクロツクパルス発生器、２は被測定
パルス発生器、３は被測定パルス計数用Ｎカウン
タ、４はそのＮバツフア、５は直前の被測定パル
スからサンプリングパルスまでの時間T3′を計時
するT3′カウンタ、６はそのT3′バツフア、７はク
ロツクパルスから分周してサンプリングパルスを
発生する分周器、８はＮカウンタバツフア４の値
が１以上かどうかを比較する比較器、９，２５〜
２７，２９，３１および３２はアンドゲート、１
０，１１は遅延回路、１２はTsバツフア、１３，
１５，２１は1/2シフト回路、１４はΣTs積算バ
ツフア、１６はオーバーフローカウンタ、１７は
T3バツフア、１８，２０は加算器、１９，２３
は（1/2）mシフト回路、２２は除算器、２４は周
波数検出バツフア、２８，３３はオア回路、３０
はノツト回路を示している。 第５図は各パルスのタイムチヤートである。被
測定パルスはスキヤンパルスより低い周波数の場
合を示している。Ｓパルスは直前のスキヤン時間
Ts0の間に被測定パルスが１個以上あつた場合発
生する。S′パルスはＳパルスの遅延パルスであ
る。Ｔパルスはスキヤンパルスと同じタイミング
で発生する。 〔動作説明〕 以下、動作について説明する。 クロツクパルス発生器１から発生されるクロツ
クパルスは、T3′カウンタ５と分周器７にそれぞ
れ入力される。分周器７はTs0の周期のサンプリ
ングパルス（スキヤンパルス）を発生する。
T3′カウンタ５は、PLG（ロータリーエンコーダ
のようなパルスゼネレータ）２の出力である被測
定パルスによりリセツトされ、クロツクパルスを
計数するが、サンプリングパルスによりT3′バツ
フア６に蓄えられる。 Ｎカウンタ３は、サンプリングパルスでリセツ
トされ、被測定パルスをカウントして次のサンプ
リングパルスでＮバツフア４に蓄えられる。 比較器８はＮバツフア４の値により１以上なら
信号を出し、ゲート９を開きＳパルス、S′パルス
を発生させる。Tsバツフア１２はS′パルスでTs0
がセツトされるが、その後はΣTs積算バツフア１
４のオーバーフローが起きると1/2シフト回路１
３とともにTsバツフア１２の内容を1/2にセツト
する。つまり内容が1/2Ts0になる。 ΣTs積算バツフア１４はＴパルスのたびにΣTs
←ΣTs＋TsのようにTsを加算してゆく。ただし、
加算の結果オーバーフローが発生すると、オーバ
ーフローカウンタ１６がオーバーフローパルスを
カウントし、先のTsバツフア１２およびΣTs積算
バツフア１４の内容を1/2に再セツトする。ｍ回
オーバーフローが出れば、その内容は（1/2）m
Ts0になり、オーバーフローカウンタ１６の内容
はｍとなる。 Ｓパルスが発生すると周波数の演算を開始す
る。S′パルスがゲート２９を開くとT3′バツフア
６の内容がT3バツフア１７へ移り、加算器１８
により（T3−T3′）を演算し、（1/2）m回路１９で
オーバーフロー補正を行ない、加算器２０により
｛ΣTs＋（T3−T3′）｝を演算する。加算器２０の演
算結果はオーバーフローがなければ除算器２２に
送られるが、オーバーフローが発生すると1/2シ
フト回路２１により内容を1/2にして除算器２２
に送られ、オーバーフローカウンタ１６の内容も
増加させる。 除算器２２では、Ｎバツフア４の内容を加算器
２０のデータ（ΣTs＋T3−T3′）で割ることによ
り周波数を得るが、オーバーフローカウンタ１６
の内容ｍに応じて（1/2）mシフト回路２３におい
て補正がなされ、周波数検出バツフア２４におい
てＦが記憶される。例えば、（1/2）mシフト回路２
３の入力が〔10101110〕であれば、ｍ＝１のとき
は〔01010111〕が、ｍ＝２のときは〔00101011〕
が同回路２３の出力となる。 なお、オーバーフローカウンタ１６がオーバー
フローを起こす場合は、周波数検出バツフア２４
にリセツトを与えてその内容Ｆを０にしている。 次に具体的な例により説明する。 第４図の例ではＴ及びＦは、 Ｔ＝T3＋Ts0＋Ts0＋Ts0＋Ts0−T3′ ＝4Ts0＋T3−T3′ Ｆ＝１／Ｔ＝１／（4Ts0＋T3−T3′） で求められる。 一般に、ｎ回のスキヤン後に被測定パルスが到
着すると Ｆ＝１／Ｔ＝１／（nTs0＋T3−T3′） となる。この分子と分母に（1/2）mを乗じると、 Ｆ＝（１／２）m／（１／２）m｛nTs0＋T3−T3′） ＝（１／２）m／（１／２）mnTs0＋（１／２）m（T
3−T3′） 従つて、Ｆは F′＝１／（１／２）mnTs0＋（１／２）m（T3−T3′
） を計算後、Ｆ＝F′×（1/2）mにより求めることがで
きる。 ここで、 （1/2）mnTs0＝1/2［1/2｛（1/2…1/2
（1/2Ts0＋1/2Ts0） ＋（1/2）2Ts0）＋＋（1/2）Ts0｝
＋（1/2）Ts0］＋（1/2）mTs0 のように分解できるので、ｍをオーバーフローに
よる（1/2）シフトの回数とすればTsバツフア１
２にTs0を初期値としてセツトしておき、オーバ
ーフローが起きるたびにTs←1/2Tsのように1/2
にして再セツトしておき、ΣTs積算バツフア１４
も同様に1/2に再セツトすることにより実現でき
る。 また、（1/2）m（T3−T3′）は、（T3−T3′）を加
算器１８で演算し、（1/2）mシフト回路１９によつ
て乗算することにより実現できる。 このようにして、第３図および第４図の回路に
よつて、 Ｆ＝（１／２）m／（１／２）mnTs0＋（１／２）m（T
3−T3′） を演算する。 第５図は各パルスのタイムチヤートである。こ
の図における（０）〜(iv)の動作について説明す
る。 (0) Tsバツフア１２にTs0がセツトされ、ΣTsバ
ツフア１４が０にクリアされる。 (i) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値Ts0
がセツトされる。このとき、オーバーフローが
ないので、ｍ＝０である。 (ii) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値Ts0
が加算されるので、ΣTsバツフア１４の値は
2Ts0になる。 このとき、オーバーフローが発生し、ｍ＝１
となる。従つてΣTsバツフア１４は1/2ΣTs、
つまりTs0となる。また、Tsバツフア１２は1/
２Ts、つまり1/2Ts0となる。 (iii) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値1/2
Ts0が加算される。従つてΣTsバツフア１４の
値は３・1/2Ts0になる。このときオーバーフ
ローが発生し、ｍ＝２となる。従つて、ΣTsバ
ツフア１４は1/2ΣTs、つまり３・1/4Ts0とな
る。また、Tsバツフア１２は1/2Ts、つまり
Ts0・1/4となる。 (iv) ΣTsバツフア１４にTsバツフア１２の値
Ts0・1/4が加算される。従つてΣTsバツフア１
４の値は（３・1/4＋1/4）Ts0＝Ts0となる。 このとき、オーバーフローが起きたとすれば
（実際は起きないはずであるが）、ｍ＝３とな
る。従つてΣTsバツフア１４の値は1/2ΣTs、
つまり1/2Ts0となる。また、Tsバツフア１２
は1/2Ts、つまりTs0／８になる。 オーバーフローが起きなければ、ｍ＝２のま
まであるので、 （1/2）2／｛(T3-T3′)×（1/2）2＋Ts0｝ ＝１／｛(T3-T3′)＋4Ts0｝＝Ｆ で周波数が求められる。 この時点ではＮ＝１であるので、Ｓパルスが
発生し、加算器２０の値は （T3−T3′）×（1/2）3＋1/2Ts0 となり、これによるオーバーフローがないとす
ればｍ＝３のままであるので、 Ｆ＝（1/2）3／｛(T3-T3′)／８＋1/2Ts0｝ ＝１／｛(T3-T3′)＋4Ts0｝ となつて周波数が求められる。 上述した演算処理のフローチヤートを第６図に
示す。この図では、オーバーフローカウンタのオ
ーバーフローはないものとして表している。また
オーバーフローカウンタ１６のオーバーフロー時
は周波数検出バツフア２４をリセツトし、Ｆ＝０
とみなすこととしている。 〔発明の効果〕 最後に、従来の方式と比較した本発明の方式の
効果について具体的に述べる。 低い周波数の検出において、Ｆ＝１／Ｔで表さ
れるので、Ｔのビツト数をα、オーバーフローカ
ウンタ１６のビツト数をβとすれば、従来の方式
ではTmax＝２α−１であるが、本発明では
Tmax＝（2〓−１）×｛2(2〓-1)｝まで表現可能とな
る。βビツトカウンタの最大数が2〓−１であり、
オーバーフローカウンタはこれを1/2した回数を
表すから、カウンタが表現できる実際値は、
【式】である。
従つて、周期比率は
（2〓−１）×｛2(2〓-1)｝／（2〓−１）＝2(2〓-1)
例えばオーバーフローカウンタ１６のビツト数
β＝４とすれば、2(24-1)＝215＝32768となり、従
つて1/32768の周波数まで検出可能となる。この
ように除算器のビツト数を増やすことなく大幅に
周波数の検出範囲を広げることができる。 このように、パルス周波数の検出は数10KHz〜
０Hz付近までの検出が必要であるにもかかわらず
従来は、特に低周波の領域においては除算器のビ
ツト数による制限から限界があつたが、本発明で
はオーバーフローカウンタを使用することにより
除算器のビツト数はそのままで、大幅に検出範囲
を広げることが可能となつた。 そのため、例えば１Hz〜50KHzのような広い周
波数領域の検出が可能となり、電動機制御のよう
な０Hz付近からの広い制御範囲の速度フイードバ
ツクにもPLG（パルスゼネレータ＝ロータリーエ
ンコーダ）を利用できるようになつた。 上述したように、本発明によれば、低周波パル
スの検出を、除算器のビツト数を増やすことなく
可能にできるという効果を奏するものである。
β＝４とすれば、2(24-1)＝215＝32768となり、従
つて1/32768の周波数まで検出可能となる。この
ように除算器のビツト数を増やすことなく大幅に
周波数の検出範囲を広げることができる。 このように、パルス周波数の検出は数10KHz〜
０Hz付近までの検出が必要であるにもかかわらず
従来は、特に低周波の領域においては除算器のビ
ツト数による制限から限界があつたが、本発明で
はオーバーフローカウンタを使用することにより
除算器のビツト数はそのままで、大幅に検出範囲
を広げることが可能となつた。 そのため、例えば１Hz〜50KHzのような広い周
波数領域の検出が可能となり、電動機制御のよう
な０Hz付近からの広い制御範囲の速度フイードバ
ツクにもPLG（パルスゼネレータ＝ロータリーエ
ンコーダ）を利用できるようになつた。 上述したように、本発明によれば、低周波パル
スの検出を、除算器のビツト数を増やすことなく
可能にできるという効果を奏するものである。
第１図および第２図は従来のパルス周波数演算
方式を示すもので、第１図は１スキヤン内に被測
定パルスが１個以上ある場合、第２図は１スキヤ
ン内に被測定パルスが１個もない場合を示す。第
３図は本発明に係るカウンタバツフアの構成を示
すブロツク図、第４図は本発明の演算ブロツク
図、第５図は各パルスのタイムチヤート、第６図
は本発明の概略処理フローチヤートである。 １：クロツクパルス発生器、２：被測定パルス
発生器、３：Ｎカウンタ、４：Ｎバツフア、５：
T3′カウンタ、６：T3′バツフア、７：分周器、
８：比較器、９，２５〜２７，２９，３１，３
２：アンドゲート、１０，１１：遅延回路、１
２：Tsバツフア、１３，１５，２１：1/2シフト
回路、１４：ΣTs積算バツフア、１６：オーバー
フローカウンタ、１７：T3バツフア、１８，２
０：加算器、１９，２３：（1/2）mシフト回路、２
２：除算器、２４：周波数検出バツフア、２８，
３３：オア回路、３０：ノツト回路。
方式を示すもので、第１図は１スキヤン内に被測
定パルスが１個以上ある場合、第２図は１スキヤ
ン内に被測定パルスが１個もない場合を示す。第
３図は本発明に係るカウンタバツフアの構成を示
すブロツク図、第４図は本発明の演算ブロツク
図、第５図は各パルスのタイムチヤート、第６図
は本発明の概略処理フローチヤートである。 １：クロツクパルス発生器、２：被測定パルス
発生器、３：Ｎカウンタ、４：Ｎバツフア、５：
T3′カウンタ、６：T3′バツフア、７：分周器、
８：比較器、９，２５〜２７，２９，３１，３
２：アンドゲート、１０，１１：遅延回路、１
２：Tsバツフア、１３，１５，２１：1/2シフト
回路、１４：ΣTs積算バツフア、１６：オーバー
フローカウンタ、１７：T3バツフア、１８，２
０：加算器、１９，２３：（1/2）mシフト回路、２
２：除算器、２４：周波数検出バツフア、２８，
３３：オア回路、３０：ノツト回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 被測定パルスのサンプリング周期Ts0間の計
数値Ｎと、直前の被測定パルスからサンプリング
パルスまでの時間T3およびサンプリング周期Ts0
から被測定パルスＮ個の周期Ｔを求め、前記被測
定パルスの計数値Ｎを前記被測定パルスＮ個の周
期Ｔで除して、前記被測定パルスの周波数を演算
するパルス周波数演算方式において、 次の手順に従つて各サンプリング時間Ts0毎に
演算を繰り返し、前記被測定パルスの周波数を演
算することを特徴とするパルス周波数演算方式。 (1) 前記サンプリング周期Ts0内における前記被
測定パルスのカウント値Ｎが０のときは、 積算バツフアに加えるサンプリング周期値を
記憶するバツフアの内容Tsを積算バツフアに
積算し、前記積算バツフアがオーバーフローを
生じるときは前記積算バツフアに加えるサンプ
リング周期を記憶するバツフアの内容Tsを1/2
にするとともに、前記積算バツフアの内容ΣTs
を1/2にし、前記オーバーフローの回数をオー
バーフローカウンタで計数し、ｍとする。 (2) 前記サンプリング周期Ts0内の前記被測定パ
ルスの計数値Ｎが１以上のときは、 前記被測定パルスとサンプリングパルス間の
時間T3′と前回計数値Ｎが１以上のとき記憶し
ておいた前記被測定パルスと前記サンプリング
パルスの間の時間T3との差（T3−T3′）に1/2
のｍ乗を積算し、さらにその積算値に前記積算
バツフア値ΣTsを加算し、 (2‐1) 加算結果がオーバーフローの場合はその加
算結果ΣTs′を1/2にするとともに前記オーバ
ーフローカウンタ値ｍも１増加させ、 (2‐2) 被測定パルスの計数値Ｎを最後の加算結果
ΣTs′で除し、1/2のｍ乗を積算した値を前記
被測定パルスの周波数とし、 (2‐3) 次回の演算のために被測定パルスとサンプ
リングパルス間の時間T3′をT3バツフアに記
憶し、積算バツフア、オーバーフローカウン
タをクリアし、積算バツフアに加えるサンプ
リング周期を記憶するバツフアの内容Tsを
サンプリング周期Ts0にセツトする。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58089392A JPS59214920A (ja) | 1983-05-20 | 1983-05-20 | パルス周波数演算方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58089392A JPS59214920A (ja) | 1983-05-20 | 1983-05-20 | パルス周波数演算方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59214920A JPS59214920A (ja) | 1984-12-04 |
| JPH0340847B2 true JPH0340847B2 (ja) | 1991-06-20 |
Family
ID=13969379
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58089392A Granted JPS59214920A (ja) | 1983-05-20 | 1983-05-20 | パルス周波数演算方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59214920A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01193650A (ja) * | 1988-01-28 | 1989-08-03 | Railway Technical Res Inst | 車両の速度算出方式 |
| JP4912511B2 (ja) * | 2010-03-16 | 2012-04-11 | 三菱電機株式会社 | 速度検出装置 |
| CN102773592B (zh) * | 2012-07-20 | 2015-04-15 | 长春轨道客车股份有限公司 | 一种碳钢中厚板的焊接方法 |
-
1983
- 1983-05-20 JP JP58089392A patent/JPS59214920A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59214920A (ja) | 1984-12-04 |
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