JPH033961B2 - - Google Patents
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- JPH033961B2 JPH033961B2 JP56203863A JP20386381A JPH033961B2 JP H033961 B2 JPH033961 B2 JP H033961B2 JP 56203863 A JP56203863 A JP 56203863A JP 20386381 A JP20386381 A JP 20386381A JP H033961 B2 JPH033961 B2 JP H033961B2
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- Japan
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- transistor
- voltage
- transistors
- power supply
- dynamic
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 2
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- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/42—Amplifiers with two or more amplifying elements having their dc paths in series with the load, the control electrode of each element being excited by at least part of the input signal, e.g. so-called totem-pole amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/26—Modifications of scanning arrangements to improve focusing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は陰極線管を有している表示装置用のダ
イナミツク集束電圧供給回路であつて、該回路に
組込む増幅回路が同じ導電形式の第１および第２
トランジスタを備え、第１トランジスタのエミツ
タを第２トランジスタのコレクタに結合させ、第
１および第２トランジスタの主電流通路を第１お
よび第２電源接続端子の間に電圧を分担する形態
で直列に接続し、第１および第２トランジスタ間
の結線に零入力電圧を設定するために第１トラン
ジスタのベースをバイアスするバイアス手段と、
入力信号を第２トランジスタに供給する手段と、
第１トランジスタのコレクタおよび第１電源接続
端子の間に接続した負荷から出力信号を導出する
手段と、該出力信号を陰極線管の集束電極に供給
する手段とを備えたダイナミツク集束電圧供給回
路に関するものである。
イナミツク集束電圧供給回路であつて、該回路に
組込む増幅回路が同じ導電形式の第１および第２
トランジスタを備え、第１トランジスタのエミツ
タを第２トランジスタのコレクタに結合させ、第
１および第２トランジスタの主電流通路を第１お
よび第２電源接続端子の間に電圧を分担する形態
で直列に接続し、第１および第２トランジスタ間
の結線に零入力電圧を設定するために第１トラン
ジスタのベースをバイアスするバイアス手段と、
入力信号を第２トランジスタに供給する手段と、
第１トランジスタのコレクタおよび第１電源接続
端子の間に接続した負荷から出力信号を導出する
手段と、該出力信号を陰極線管の集束電極に供給
する手段とを備えたダイナミツク集束電圧供給回
路に関するものである。
上記形式のダイナミツク集束電圧供給回路にお
ける増幅回路では通常、第１トランジスタのベー
スに対する直流バイアスをこのトランジスタのコ
レクタから得るようにしており、これはこのベー
スに交流分が供給されることを意味する。その結
果両方のトランジスタにより高周波成分および低
周波成分の両方が増幅される。代案として、第１
トランジスタのベースを別に直流バイアスし、こ
のベースを増幅回路のすべての信号周波数に対し
減結合するようにしても同じ結果が得られる。
ける増幅回路では通常、第１トランジスタのベー
スに対する直流バイアスをこのトランジスタのコ
レクタから得るようにしており、これはこのベー
スに交流分が供給されることを意味する。その結
果両方のトランジスタにより高周波成分および低
周波成分の両方が増幅される。代案として、第１
トランジスタのベースを別に直流バイアスし、こ
のベースを増幅回路のすべての信号周波数に対し
減結合するようにしても同じ結果が得られる。
本発明の目的は、増幅機能を分割または分担で
きる上記形式のダイナミツク集束電圧供給回路を
提供するにある。増幅動作を２つのトランジスタ
につき分割することにより高い周波数成分および
低い周波数成分を個別に制御することが可能にな
る。
きる上記形式のダイナミツク集束電圧供給回路を
提供するにある。増幅動作を２つのトランジスタ
につき分割することにより高い周波数成分および
低い周波数成分を個別に制御することが可能にな
る。
本発明によるダイナミツク集束電圧供給回路
は、前記第２トランジスタに供給される入力信号
がフイールド周波数における放物線状の成分およ
びライン周波数における放物線状の成分を含み、
前記第１トランジスタのベースをバイアスする前
記バイアス手段がコンデンサを含み、該コンデン
サにより前記バイアス手段が前記第１トランジス
タのベースに、前記入力信号がフイールド周波数
で変化している間はライン周波数によつて殆ど影
響されないバイアス電圧を供給し、前記第１トラ
ンジスタがライン周波数成分を増幅するも、フイ
ールド周波数成分は殆ど増幅せず、一方前記第２
トランジスタがフイールド周波数成分を増幅する
も、ライン周波数成分は殆ど増幅せず、前記出力
信号がライン周波数における放物線状成分および
フイールド周波数における放物線状成分を含むよ
うに構成したことを特徴とする。
は、前記第２トランジスタに供給される入力信号
がフイールド周波数における放物線状の成分およ
びライン周波数における放物線状の成分を含み、
前記第１トランジスタのベースをバイアスする前
記バイアス手段がコンデンサを含み、該コンデン
サにより前記バイアス手段が前記第１トランジス
タのベースに、前記入力信号がフイールド周波数
で変化している間はライン周波数によつて殆ど影
響されないバイアス電圧を供給し、前記第１トラ
ンジスタがライン周波数成分を増幅するも、フイ
ールド周波数成分は殆ど増幅せず、一方前記第２
トランジスタがフイールド周波数成分を増幅する
も、ライン周波数成分は殆ど増幅せず、前記出力
信号がライン周波数における放物線状成分および
フイールド周波数における放物線状成分を含むよ
うに構成したことを特徴とする。
上述したような本発明によるダイナミツク集束
電圧供給回路によれば、ダイナミツク集束電圧を
高電圧レベルで首尾良く発生させることができる
が、従来のダイナミツク集束電圧供給回路では集
束電圧を低電圧レベルでしか発生させていないた
め、この電圧は後に所要の高電圧レベルにまで高
めなければならなかつた。従つて、本発明によれ
ば変成器を使用することなくダイナミツク集束電
圧の制御を首尾良く達成することができる。さら
に本発明によるダイナミツク集束電圧供給回路
は、第１および第２の双方のトランジスタを広い
周波数範囲に亘つて増幅し得るトランジスタとす
る必要がなく、一方のトランジスタが高周波成分
を増幅し、他方のトランジスタが低周波成分を増
幅するものとすれば充分であると云う利点を有す
る。
電圧供給回路によれば、ダイナミツク集束電圧を
高電圧レベルで首尾良く発生させることができる
が、従来のダイナミツク集束電圧供給回路では集
束電圧を低電圧レベルでしか発生させていないた
め、この電圧は後に所要の高電圧レベルにまで高
めなければならなかつた。従つて、本発明によれ
ば変成器を使用することなくダイナミツク集束電
圧の制御を首尾良く達成することができる。さら
に本発明によるダイナミツク集束電圧供給回路
は、第１および第２の双方のトランジスタを広い
周波数範囲に亘つて増幅し得るトランジスタとす
る必要がなく、一方のトランジスタが高周波成分
を増幅し、他方のトランジスタが低周波成分を増
幅するものとすれば充分であると云う利点を有す
る。
図面につき本発明を説明する。
第１図において電源接続端子１は高圧電源の正
端子に接続し、この高圧電源は典型的な場合直流
600Vまたはそれ以上とすることができる。端子
１は負荷抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴ１のコ
レクタに接続し、そのエミツタは第２のトランジ
スタＴ２のコレクタに接続し、トランジスタＴ２
のエミツタは電源接続端子２を介して接地すると
共に端子２は高圧電源の負端子にも接続する。ト
ランジスタＴ１およびＴ２は同一導電形式とし、
本例ではnpn形とする。これら２つの各トランジ
スタは端子１に接続する電源の全電圧範囲に亘つ
て充分に作動するものでなく、これらのトランジ
スタは、例えば高い周波数において高利得を呈す
る高電圧デバイスとする。トランジスタＴ１のベ
ースはバイアス抵抗Ｒ２を介して端子１に接続し
て、このトランジスタＴ１のベースに直流バイア
ス電圧を発生させ、この直流バイアス電圧により
トランジスタＴ１のエミツタに零入力電圧を設定
させる。このエミツタ電圧はこのトランジスタＴ
１のベース電圧よりもVbeだけ低く、この電圧
Vbeはベース−エミツタダイオードのしきい値電
圧と見なすことができる。トランジスタＴ１およ
びＴ２が同一形式であるという通常の状態の下で
はこれらトランジスタ間の結線におけるこの最大
零入力電圧は端子１における電源電圧の1/2にな
るのが普通である。トランジスタＴ１のベースお
よびアース間にコンデンサＣ１を接続し、このコ
ンデンサの目的とする所は後で説明する。トラン
ジスタＴ２のベースは増幅回路の信号入力端子３
に接続する。入力端子３に供給する入力信号は比
較的高い周波数成分および比較的低い周波数成分
を含み、例えば入力信号は60Hzの低周波成分およ
び64kHzの高周波成分から成る２つの成分を含
む。上記周波数の場合コンデンサＣ１は高い周波
数においてはアースに対し低インピーダンスを呈
するが、低い周波数においては阻止機能を呈す
る。従つて上記信号成分が存在する場合トランジ
スタＴ１のベースはコンデンサＣ１が存在するた
め高い周波数においては直流バイアス電位とな
り、このバイアス電位はトランジスタＴ１のベー
ス電流がバイアス抵抗Ｒ２に流れるため低い周波
数で変化する。
端子に接続し、この高圧電源は典型的な場合直流
600Vまたはそれ以上とすることができる。端子
１は負荷抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴ１のコ
レクタに接続し、そのエミツタは第２のトランジ
スタＴ２のコレクタに接続し、トランジスタＴ２
のエミツタは電源接続端子２を介して接地すると
共に端子２は高圧電源の負端子にも接続する。ト
ランジスタＴ１およびＴ２は同一導電形式とし、
本例ではnpn形とする。これら２つの各トランジ
スタは端子１に接続する電源の全電圧範囲に亘つ
て充分に作動するものでなく、これらのトランジ
スタは、例えば高い周波数において高利得を呈す
る高電圧デバイスとする。トランジスタＴ１のベ
ースはバイアス抵抗Ｒ２を介して端子１に接続し
て、このトランジスタＴ１のベースに直流バイア
ス電圧を発生させ、この直流バイアス電圧により
トランジスタＴ１のエミツタに零入力電圧を設定
させる。このエミツタ電圧はこのトランジスタＴ
１のベース電圧よりもVbeだけ低く、この電圧
Vbeはベース−エミツタダイオードのしきい値電
圧と見なすことができる。トランジスタＴ１およ
びＴ２が同一形式であるという通常の状態の下で
はこれらトランジスタ間の結線におけるこの最大
零入力電圧は端子１における電源電圧の1/2にな
るのが普通である。トランジスタＴ１のベースお
よびアース間にコンデンサＣ１を接続し、このコ
ンデンサの目的とする所は後で説明する。トラン
ジスタＴ２のベースは増幅回路の信号入力端子３
に接続する。入力端子３に供給する入力信号は比
較的高い周波数成分および比較的低い周波数成分
を含み、例えば入力信号は60Hzの低周波成分およ
び64kHzの高周波成分から成る２つの成分を含
む。上記周波数の場合コンデンサＣ１は高い周波
数においてはアースに対し低インピーダンスを呈
するが、低い周波数においては阻止機能を呈す
る。従つて上記信号成分が存在する場合トランジ
スタＴ１のベースはコンデンサＣ１が存在するた
め高い周波数においては直流バイアス電位とな
り、このバイアス電位はトランジスタＴ１のベー
ス電流がバイアス抵抗Ｒ２に流れるため低い周波
数で変化する。
上記２つの成分を含む信号はトランジスタＴ２
のベースに供給されるが、トランジスタＴ１のベ
ースに接続されたコンデンサＣ１のためにトラン
ジスタＴ１のエミツタの大地インピーダンスが低
くなることにより、トランジスタＴ２は端子３に
おける高周波成分に対して電圧増幅せず、このト
ランジスタＴ２は実際上高周波成分に対してはコ
レクタ接地状態で作動する。低周波成分に対して
はトランジスタＴ２が実際上エミツタ接地増幅器
として作動し、従つてこのトランジスタＴ２は低
周波成分を増幅し、この増幅された低周波成分が
トランジスタＴ２のコレクタに現われる。低周波
成分に対して、トランジスタＴ１はこのトランジ
スタに流れる低周波ベース電流により実際上飽和
状態となり、従つてトランジスタＴ１および抵抗
Ｒ１はトランジスタＴ２に対する低周波成分負荷
となる。高周波成分に対しトランジスタＴ１はベ
ース接地増幅器として効果的に作動し、この増幅
器の負荷は低抗Ｒ１であり、従つて高周波成分が
トランジスタＴ１によつて増幅される。抵抗Ｒ１
を流れる高周波電流および低周波電流により、こ
れら２つの成分を含む増幅された信号が、図示の
如く抵抗Ｒ１に接続した出力端子４に発生する。
通常トランジスタＴ１およびＴ２の利得は互に整
合されていないので、２個の抵抗Ｒ３およびＲ４
を含む帰還回路網をトランジスタＴ１のコレクタ
およびアースの間に接続し、これら抵抗の共通接
続点をトランジスタＴ２のベースに接続して、こ
のトランジスタＴ２を直流バイアスすると共にト
ランジスタＴ１を低周波で確実に飽和状態にす
る。
のベースに供給されるが、トランジスタＴ１のベ
ースに接続されたコンデンサＣ１のためにトラン
ジスタＴ１のエミツタの大地インピーダンスが低
くなることにより、トランジスタＴ２は端子３に
おける高周波成分に対して電圧増幅せず、このト
ランジスタＴ２は実際上高周波成分に対してはコ
レクタ接地状態で作動する。低周波成分に対して
はトランジスタＴ２が実際上エミツタ接地増幅器
として作動し、従つてこのトランジスタＴ２は低
周波成分を増幅し、この増幅された低周波成分が
トランジスタＴ２のコレクタに現われる。低周波
成分に対して、トランジスタＴ１はこのトランジ
スタに流れる低周波ベース電流により実際上飽和
状態となり、従つてトランジスタＴ１および抵抗
Ｒ１はトランジスタＴ２に対する低周波成分負荷
となる。高周波成分に対しトランジスタＴ１はベ
ース接地増幅器として効果的に作動し、この増幅
器の負荷は低抗Ｒ１であり、従つて高周波成分が
トランジスタＴ１によつて増幅される。抵抗Ｒ１
を流れる高周波電流および低周波電流により、こ
れら２つの成分を含む増幅された信号が、図示の
如く抵抗Ｒ１に接続した出力端子４に発生する。
通常トランジスタＴ１およびＴ２の利得は互に整
合されていないので、２個の抵抗Ｒ３およびＲ４
を含む帰還回路網をトランジスタＴ１のコレクタ
およびアースの間に接続し、これら抵抗の共通接
続点をトランジスタＴ２のベースに接続して、こ
のトランジスタＴ２を直流バイアスすると共にト
ランジスタＴ１を低周波で確実に飽和状態にす
る。
第１図の回路をトランジスタＴ２のベースに供
給される信号が２つの成分だけ含む場合につき説
明したが、信号は高低両周波数間に存在する周波
数を有する多数の成分を含むことができる。低周
波成分はトランジスタＴ２によつて増幅され、か
つ高周波成分はトランジスタＴ１によつて増幅さ
れるが、両方のトランジスタによる増幅はある周
波数範囲にわたつて行われる。
給される信号が２つの成分だけ含む場合につき説
明したが、信号は高低両周波数間に存在する周波
数を有する多数の成分を含むことができる。低周
波成分はトランジスタＴ２によつて増幅され、か
つ高周波成分はトランジスタＴ１によつて増幅さ
れるが、両方のトランジスタによる増幅はある周
波数範囲にわたつて行われる。
第１図に示した基本回路による２つの成分の増
幅につき、一例として一方の成分は画像表示装置
におけるフイールド周波数を有し、かつ他方の成
分はライン周波数を有し、かかる表示装置におけ
る陰極線管の集束電極に供給するダイナミツク集
束電圧を発生させる場合を説明する。モノクロー
ム陰極線管上に極めて解像度の高い英数字を要求
される表示装置では、ライン周波数およびフイー
ルド周波数において放物線状に変化する集束電圧
を集束電極に供給することが必要になる。かかる
用途に使用する本発明によるダイナミツク集束電
圧供給回路の一例を第２図に示し、第２図におい
て第１図における要素に対応する要素は同じ記号
で示す。第２図では64kHzのライン周波数におけ
る放物線状電圧を端子３Ａに供給し、この電圧は
抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴ２のベースに供
給される。端子３Ｂには60Hzのフイールド周波数
の放物線状電圧を供給し、この電圧は抵抗Ｒ６を
介してトランジスタＴ２のベースに供給される。
トランジスタＴ１に対する直流バイアスはトラン
ジスタＴ１のベースおよびアース間に接続した抵
抗Ｒ２およびＲ７を含む分圧器によつて供給す
る。本例の回路における帰還は第１図におけると
同じ態様で行われる。
幅につき、一例として一方の成分は画像表示装置
におけるフイールド周波数を有し、かつ他方の成
分はライン周波数を有し、かかる表示装置におけ
る陰極線管の集束電極に供給するダイナミツク集
束電圧を発生させる場合を説明する。モノクロー
ム陰極線管上に極めて解像度の高い英数字を要求
される表示装置では、ライン周波数およびフイー
ルド周波数において放物線状に変化する集束電圧
を集束電極に供給することが必要になる。かかる
用途に使用する本発明によるダイナミツク集束電
圧供給回路の一例を第２図に示し、第２図におい
て第１図における要素に対応する要素は同じ記号
で示す。第２図では64kHzのライン周波数におけ
る放物線状電圧を端子３Ａに供給し、この電圧は
抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴ２のベースに供
給される。端子３Ｂには60Hzのフイールド周波数
の放物線状電圧を供給し、この電圧は抵抗Ｒ６を
介してトランジスタＴ２のベースに供給される。
トランジスタＴ１に対する直流バイアスはトラン
ジスタＴ１のベースおよびアース間に接続した抵
抗Ｒ２およびＲ７を含む分圧器によつて供給す
る。本例の回路における帰還は第１図におけると
同じ態様で行われる。
第３図は第２図の種々の箇所における電圧の波
形を示し、第３図ａは端子３Ａに供給するライン
周波数の放物線状電圧を示し、第３図ｂは端子３
Ｂに供給するフイールド周波数の放物線状電圧を
示しているが、これら２つの波形図の時間軸目盛
は等しくない。第１図におけると同一態様におい
てトランジスタＴ２はフイールド周波数成分だけ
増幅し、第３図ｂと同じ時間軸目盛を有する第３
図ｃはトランジスタＴ２のコレクタに現われる増
幅されたフイールド周波数成分を示す。第３図ｃ
から明らかなように、トランジスタＴ２はライン
周波数成分をほぼ増幅しないので、このフイール
ド周波数電圧にはライン周波数成分は僅かしか存
在しない。第３図ｂと同じ時間軸目盛を有する第
３図ｄはトランジスタＴ１のコレクタに現われる
増幅されたライン周波数成分およびフイールド周
波数成分の合成波形を示す。この増幅された信号
は、第２図に示すように、コンデンサＣ２および
抵抗Ｒ８を介して陰極線表示管DTのg3集束電極
に供給する。このフイールドおよびライン周波数
電圧は、電源接続端子１および端子５の間に接続
した抵抗Ｒ９およびポテンシヨメータＲ１０を含
む分圧器から導出される直流電圧に付加され、こ
の直流電圧はこの回路と共に使用する表示管の形
式に応じて負電圧とすることができる。ポテンシ
ヨメータＲ１０の可動アームは抵抗Ｒ１１を介し
て抵抗Ｒ８およびコンデンサＣ２の共通接続点に
接続して、所望の直流集束電圧を発生させる。端
子３Ａまたは３Ｂにおける入力のレベルを変更す
る必要がある場合には、抵抗Ｒ１１と並列にダイ
オードＤを図示の極性で接続して、ダイナミツク
集束電圧の低い方の縁部をクランプしなければな
らない。
形を示し、第３図ａは端子３Ａに供給するライン
周波数の放物線状電圧を示し、第３図ｂは端子３
Ｂに供給するフイールド周波数の放物線状電圧を
示しているが、これら２つの波形図の時間軸目盛
は等しくない。第１図におけると同一態様におい
てトランジスタＴ２はフイールド周波数成分だけ
増幅し、第３図ｂと同じ時間軸目盛を有する第３
図ｃはトランジスタＴ２のコレクタに現われる増
幅されたフイールド周波数成分を示す。第３図ｃ
から明らかなように、トランジスタＴ２はライン
周波数成分をほぼ増幅しないので、このフイール
ド周波数電圧にはライン周波数成分は僅かしか存
在しない。第３図ｂと同じ時間軸目盛を有する第
３図ｄはトランジスタＴ１のコレクタに現われる
増幅されたライン周波数成分およびフイールド周
波数成分の合成波形を示す。この増幅された信号
は、第２図に示すように、コンデンサＣ２および
抵抗Ｒ８を介して陰極線表示管DTのg3集束電極
に供給する。このフイールドおよびライン周波数
電圧は、電源接続端子１および端子５の間に接続
した抵抗Ｒ９およびポテンシヨメータＲ１０を含
む分圧器から導出される直流電圧に付加され、こ
の直流電圧はこの回路と共に使用する表示管の形
式に応じて負電圧とすることができる。ポテンシ
ヨメータＲ１０の可動アームは抵抗Ｒ１１を介し
て抵抗Ｒ８およびコンデンサＣ２の共通接続点に
接続して、所望の直流集束電圧を発生させる。端
子３Ａまたは３Ｂにおける入力のレベルを変更す
る必要がある場合には、抵抗Ｒ１１と並列にダイ
オードＤを図示の極性で接続して、ダイナミツク
集束電圧の低い方の縁部をクランプしなければな
らない。
第２図の具体的な数値例を次に示す。
Ｃ１ ：470pF Ｒ５：10kΩ
Ｃ２ ：68nF Ｒ６：10kΩ
Ｒ７：560kΩ
Ｒ１：330kΩ Ｒ８：220kΩ
Ｒ２：1MΩ Ｒ９：820kΩ
Ｒ３：680kΩ Ｒ１０：2.2MΩ（直線性）
Ｒ４：3.3kΩ Ｒ１１：2.2MΩ
Ｄ：フイリツプス社製のタイプBYV95E
DT：フイリツプス社製のタイプM38（レンジ）
｛Ｔ１，Ｔ２｝フイリツプス社製のタイプBF459
またはBF859 端子１における電圧：＋740V 端子５における電圧：−140V 端子３Ａにおけるライン周波数放物線状入力：
6Vピーク・ピーク 端子３Ｂにおけるフイールド周波数放物線状入
力：6Vピーク・ピーク トランジスタＴ２のコレクタにおけるフイールド
周波数放物線状出力：250Vピーク・ピーク トランジスタＴ１のコレクタにおける出力：
250Vピーク・ピーク・フイールド周波数
放物線状成分および250Vピーク・ピー
ク・ライン周波数放物線状成分。
またはBF859 端子１における電圧：＋740V 端子５における電圧：−140V 端子３Ａにおけるライン周波数放物線状入力：
6Vピーク・ピーク 端子３Ｂにおけるフイールド周波数放物線状入
力：6Vピーク・ピーク トランジスタＴ２のコレクタにおけるフイールド
周波数放物線状出力：250Vピーク・ピーク トランジスタＴ１のコレクタにおける出力：
250Vピーク・ピーク・フイールド周波数
放物線状成分および250Vピーク・ピー
ク・ライン周波数放物線状成分。
第１または２図に示した回路の一部の変形例を
第４図に示し、本例ではトランジスタＴ１および
Ｔ２と同一導電形式の別のトランジスタＴ３を設
け、そのコレクタをトランジスタＴ２のエミツタ
に接続し、そのエミツタを抵抗Ｒ１２を介して接
地し、抵抗Ｒ１２はこれと並列のコンデンサＣ３
によつて減結合する。トランジスタＴ３のベース
には比較的高い周波数成分および比較的低い周波
数成分を供給するようにする。トランジスタＴ２
のベースは端子６に接続し、トランジスタＴ１お
よびＴ２より遥に低い電圧（典型的には12V）で
作動する形式のトランジスタＴ３のコレクタに、
回路に信号が存在しない場合零入力電圧を設定す
るための直流バイアス電圧を端子６に供給する。
トランジスタＴ２のベースは値の大きいコンデン
サＣ４によりすべての信号成分に対し減結合し、
トランジスタＴ２のベースが直流バイアスされ
て、トランジスタＴ３のコレクタにおける零入力
電圧がトランジスタＴ２のコレクタにおける零入
力電圧より著しく低くなるようにする。第４図の
例ではトランジスタＴ３は、上述した所と同様な
態様で作動するトランジスタＴ１およびＴ２に対
するすべての信号周波数においてトランジスタＴ
２に対する電流駆動動作を行う。
第４図に示し、本例ではトランジスタＴ１および
Ｔ２と同一導電形式の別のトランジスタＴ３を設
け、そのコレクタをトランジスタＴ２のエミツタ
に接続し、そのエミツタを抵抗Ｒ１２を介して接
地し、抵抗Ｒ１２はこれと並列のコンデンサＣ３
によつて減結合する。トランジスタＴ３のベース
には比較的高い周波数成分および比較的低い周波
数成分を供給するようにする。トランジスタＴ２
のベースは端子６に接続し、トランジスタＴ１お
よびＴ２より遥に低い電圧（典型的には12V）で
作動する形式のトランジスタＴ３のコレクタに、
回路に信号が存在しない場合零入力電圧を設定す
るための直流バイアス電圧を端子６に供給する。
トランジスタＴ２のベースは値の大きいコンデン
サＣ４によりすべての信号成分に対し減結合し、
トランジスタＴ２のベースが直流バイアスされ
て、トランジスタＴ３のコレクタにおける零入力
電圧がトランジスタＴ２のコレクタにおける零入
力電圧より著しく低くなるようにする。第４図の
例ではトランジスタＴ３は、上述した所と同様な
態様で作動するトランジスタＴ１およびＴ２に対
するすべての信号周波数においてトランジスタＴ
２に対する電流駆動動作を行う。
以上の説明では２つの信号成分を増幅する２個
のトランジスタだけ参照したが、トランジスタＴ
１およびＴ２と同様に多数のトランジスタを直列
に接続し、上側または上位のトランジスタのベー
スを種々の周波数において減結合して各トランジ
スタが周波数範囲の一部だけ増幅するようにした
構成も可能である。かかる構成によれば、種々の
トランジスタから異なる周波数を導出することも
できる。
のトランジスタだけ参照したが、トランジスタＴ
１およびＴ２と同様に多数のトランジスタを直列
に接続し、上側または上位のトランジスタのベー
スを種々の周波数において減結合して各トランジ
スタが周波数範囲の一部だけ増幅するようにした
構成も可能である。かかる構成によれば、種々の
トランジスタから異なる周波数を導出することも
できる。
第１図は本発明によるダイナミツク集束電圧供
給用回路における増幅回路の例を示す回路図、第
２図は第１図の増幅回路を組込んだ本発明による
ダイナミツク集束電圧供給回路の一例を示す回路
図、第３図は第２図の作動説明図、第４図は第２
図の一部の変形例を示す回路図である。 １，２……電源接続端子、３……入力端子、３
Ａ，３Ｂ……入力端子、４……出力端子、Ｔ１，
Ｔ２，Ｔ３……トランジスタ。
給用回路における増幅回路の例を示す回路図、第
２図は第１図の増幅回路を組込んだ本発明による
ダイナミツク集束電圧供給回路の一例を示す回路
図、第３図は第２図の作動説明図、第４図は第２
図の一部の変形例を示す回路図である。 １，２……電源接続端子、３……入力端子、３
Ａ，３Ｂ……入力端子、４……出力端子、Ｔ１，
Ｔ２，Ｔ３……トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 陰極線管を有している表示装置用のダイナミ
ツク集束電圧供給回路であつて、該回路に組込む
増幅回路が同じ導電形式の第１および第２トラン
ジスタを備え、第１トランジスタのエミツタを第
２トランジスタのコレクタに結合させ、第１およ
び第２トランジスタの主電流通路を第１および第
２電源接続端子の間に電圧を分担する形態で直列
に接続し、第１および第２トランジスタ間の結線
に零入力電圧を設定するために第１トランジスタ
のベースをバイアスするバイアス手段と、入力信
号を第２トランジスタに供給する手段と、第１ト
ランジスタのコレクタおよび第１電源接続端子の
間に接続した負荷から出力信号を導出する手段
と、該出力信号を陰極線管の集束電極に供給する
手段とを備えたダイナミツク集束電圧供給回路に
おいて、前記第２トランジスタに供給される入力
信号がフイールド周波数における放物線状の成分
およびライン周波数における放物線状の成分を含
み、前記第１トランジスタのベースをバイアスす
る前記バイアス手段がコンデンサを含み、該コン
デンサにより前記バイアス手段が前記第１トラン
ジスタのベースに、前記入力信号がフイールド周
波数で変化している間はライン周波数によつて殆
ど影響されないバイアス電圧を供給し、前記第１
トランジスタがライン周波数成分を増幅するも、
フイールド周波数成分は殆ど増幅せず、一方前記
第２トランジスタがフイールド周波数成分を増幅
するも、ライン周波数成分は殆ど増幅せず、前記
出力信号がライン周波数における放物線状成分お
よびフイールド周波数における放物線状成分を含
むように構成したことを特徴とするダイナミツク
集束電圧供給回路。 ２ 前記入力信号を前記第２トランジスタのベー
スに供給し、前記第２トランジスタのエミツタを
前記第２電源接続端子に接続したことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項に記載のダイナミツク集
束電圧供給回路。 ３前記増幅回路が前記第１および第２トランジス
タと同じ導電形式の第３トランジスタも備え、該
第３トランジスタの主電流通路を前記第１および
第２トランジスタの主電流通路に直列に配置し、
前記第２トランジスタのコレクタを前記第３トラ
ンジスタのエミツタに接続し、前記第２トランジ
スタのエミツタを前記第２電源接続端子に結合さ
せ、前記入力信号を前記第２トランジスタのベー
スに供給し、前記第３トランジスタに対するバイ
アス手段を設け、該バイアス手段により前記第２
および第３トランジスタ間の結線における零入力
電圧が前記第１および第３トランジスタ間の結線
における電圧に比べて前記第２電源接続端子の電
位に近くなるようにしたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項に記載のダイナミツク集束電圧供
給回路。 ４ 前記第１および第２トランジスタ間の結線に
おける電圧を前記第１および第２電源接続端子間
の供給電圧のほぼ1/2としたことを特徴とする特
許請求の範囲第１又は第２項に記載のダイナミツ
ク集束電圧供給回路。 ５ 前記第１および第３トランジスタ間の結線に
おける電圧を前記第１および第２電源接続端子間
の供給電圧のほぼ1/2としたことを特徴とする特
許請求の範囲第３項に記載のダイナミツク集束電
圧供給回路。 ６ 前記出力信号を前記集束電極に交流結合さ
せ、該集束電極に直流電圧も供給するようにした
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
ダイナミツク集束電圧供給回路。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8040799A GB2090090B (en) | 1980-12-19 | 1980-12-19 | Amplifier circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57129507A JPS57129507A (en) | 1982-08-11 |
| JPH033961B2 true JPH033961B2 (ja) | 1991-01-21 |
Family
ID=10518117
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56203863A Granted JPS57129507A (en) | 1980-12-19 | 1981-12-18 | Amplifier circuit |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4473780A (ja) |
| JP (1) | JPS57129507A (ja) |
| DE (1) | DE3149290C2 (ja) |
| FR (1) | FR2497029A1 (ja) |
| GB (1) | GB2090090B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4494146A (en) * | 1983-07-21 | 1985-01-15 | Rca Corporation | Wideband kinescope driver amplifier |
| US4641378A (en) * | 1984-06-06 | 1987-02-03 | Raycom Systems, Inc. | Fiber optic communication module |
| US4622498A (en) * | 1985-09-03 | 1986-11-11 | Motorola, Inc. | Dynamic focus system cascode amplifier |
| US4857816A (en) * | 1987-02-05 | 1989-08-15 | Joseph Rogozinski | Precise positioning apparatus |
| US5341071A (en) * | 1993-09-03 | 1994-08-23 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Piecewise linearized focus voltage circuit for television apparatus |
| US5451906A (en) * | 1994-05-03 | 1995-09-19 | Motorola, Inc. | Circuit for compensating an amplifier |
| US5565746A (en) * | 1994-12-28 | 1996-10-15 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Dynamic focus coupling |
| US6256074B1 (en) | 1998-08-07 | 2001-07-03 | Thomson Licensing S.A. | Control signal generator for dynamic focus disabling |
| US6118233A (en) * | 1998-08-07 | 2000-09-12 | Thomson Licensing S.A. | Dynamic focus voltage disabling circuit |
| KR20040102133A (ko) * | 2002-04-19 | 2004-12-03 | 톰슨 라이센싱 에스.에이. | 음극선관에서 전자빔을 제어하는 파형 발생기 |
| US9231537B1 (en) * | 2014-02-11 | 2016-01-05 | M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. | High power and high linearity cascode amplifier |
| US10608588B2 (en) * | 2017-12-26 | 2020-03-31 | Nxp Usa, Inc. | Amplifiers and related integrated circuits |
| US11262782B2 (en) * | 2020-04-29 | 2022-03-01 | Analog Devices, Inc. | Current mirror arrangements with semi-cascoding |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4420103Y1 (ja) * | 1967-01-20 | 1969-08-28 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1038129B (de) * | 1955-03-26 | 1958-09-04 | Telefunken Gmbh | Transistorstufe zur Hochfrequenzverstaerkung, insbesondere zur Zwischenfrequenzverstaerkung in UEberlagerungsempfaengern |
| US2943267A (en) * | 1955-10-31 | 1960-06-28 | Sperry Rand Corp | Series-energized transistor amplifier |
| US3449682A (en) * | 1967-01-20 | 1969-06-10 | Hitachi Ltd | Integrated-cascode amplifier with improved frequency characteristic |
| US3733514A (en) * | 1971-03-19 | 1973-05-15 | Tektronix Inc | Wide band amplifier having two separate high and low frequency paths for driving capacitive load with large amplitude signal |
| DE2734945A1 (de) * | 1977-08-03 | 1979-02-15 | Bosch Gmbh Robert | Zum verstaerken von wechselstromsignalen bestimmter zwei- oder mehrstufiger transistorverstaerker |
| JPS54152845A (en) * | 1978-05-24 | 1979-12-01 | Hitachi Ltd | High dielectric strength mosfet circuit |
| US4250463A (en) * | 1978-08-14 | 1981-02-10 | Telex Computer Products, Inc. | Overload protection to prevent saturation of video amplifiers |
| US4361785A (en) * | 1979-10-01 | 1982-11-30 | K&R Engineering Sales Corporation | Versatile video CRT display |
| US4270126A (en) * | 1979-10-19 | 1981-05-26 | Motorola, Inc. | Video amplifier arrangement with wideband D-C gain control |
-
1980
- 1980-12-19 GB GB8040799A patent/GB2090090B/en not_active Expired
-
1981
- 1981-12-10 US US06/329,376 patent/US4473780A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-12-12 DE DE3149290A patent/DE3149290C2/de not_active Expired
- 1981-12-14 FR FR8123290A patent/FR2497029A1/fr active Granted
- 1981-12-18 JP JP56203863A patent/JPS57129507A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4420103Y1 (ja) * | 1967-01-20 | 1969-08-28 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57129507A (en) | 1982-08-11 |
| US4473780A (en) | 1984-09-25 |
| FR2497029B1 (ja) | 1985-03-01 |
| DE3149290C2 (de) | 1984-04-19 |
| GB2090090A (en) | 1982-06-30 |
| GB2090090B (en) | 1984-03-21 |
| DE3149290A1 (de) | 1983-01-05 |
| FR2497029A1 (fr) | 1982-06-25 |
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