JPH0334315B2

JPH0334315B2 -

Info

Publication number: JPH0334315B2
Application number: JP4452782A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-03-23
Filing date: 1982-03-23
Publication date: 1991-05-22
Also published as: JPS58163286A

Description

【発明の詳細な説明】 (a) 技術分野の説明本発明は受電端の無効電力を任意の値に制御で
きるようにした誘導電動機の駆動制御装置に関す
るものである。

(b) 従来技術の説明第１図は従来の誘導電動機の駆動制御装置の構
成図を示すものである。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、TRは電
源トランス、SS₁は他励コンバータ、SS₂は自励
コンバータ、L₀は直流リアクトル、IMは誘導電
動機本体、PGは回転パルス発生器、CT₀は直流
電流検出器、VR_Wは回転速度設定器、C₁，C₂は
比較器、H_N（Ｓ）は速度制御補償回路、Ｆ−Ｖは
周波数→電圧変換器、Ｖ−Ｆは電圧→周波数変換
器、FN₁，FN₂は関数発生器、PH₁はSS₁の位相
制御回路、K₁は演算増幅器、A₁はパルス加減算
器、PCは計数器、PCはリングカウンタ、LCは
論理回路、GCはSS₂のゲート制御回路である。

まず、誘導電動機IMのすべり周波数slは次の
ようにして制御される。

回転パルス発生器PGはIMの電気角360゜当り、
ｌ・ｍ個のパルスを発生する。すなわち、IMの
回転周波数をmとした場合、PGからはｌ・ｎ・
m〔Hz〕の周波数のパルスを発生する。また、電
圧−周波数変換器Ｖ−Ｆからは設定すべり周波数
をsl^*としたときｌ・ｎ・sl^*〔Hz〕のパルスを
発生する。パルス加減算器A₁は当該回転パルス
発生器PGの出力信号と当該Ｖ−Ｆ変換器の出力
信号を加算又は減算するもので、周波数ｌ・ｎ・
（m±sl^*）のパルスを次の計数器PCに送る。な
おIMを電動機モードで運転するときA₁は加算器
となり、IMを発電機モード（回生運転モード）
で運転するときA₁は減算器となる。計数器PCは
ｎカウント毎に出力信号を発生し、次のリングカ
ウンタRC（ｌ＝６進）をクロツクする。故にRC
の出力信号は周波数e＝m±sl^*で、60゜通電矩
形波（６個）となる。次の論理回路LCは当該60゜
通電矩形波を120゜通電矩形波（６個）に変換する
ものでゲート制御回路GCを介して自励コンバー
タSS₂にゲート信号を供給する。故にSS₂の出力
周波数はe＝m±sl^*となる。

すなわち、誘導電動機IMの１次周波数はeで
回転周波数mであるから、IMの２次周波数sl
は sl＝e−m ＝sl^* となる。この関係は回転周波数mの値に関係な
く成立する。

次に電動機IMの速度制御の動作を説明する。

速度設定器VRωは電動機IMの速度指令値ω^*を
与える。また、回転パルス発生器PGの出力信号
を周波数−電圧変換器Ｆ−Ｖによつて、アナログ
量に変換し速度検出値ωとする。比較器C₁によ
つて当該速度指令値ω^*と検出値ωを比較し、そ
の偏差ε_N＝ω^*−ωを制御補償回路H_N（Ｓ）に入
力する。H_N（Ｓ）には通常、積分要素が使われ、
定常偏差ε_Nを零にしている。H_N（Ｓ）の出力は電
動機IMのトルク指令T^*で、関数発生器FN₁，
FN₂を介して各々直流電流指令I₀ ^*及びすべり周
波数指令〔sl^*〕を与えている。当該すべり周波
数指令〔sl^*〕はアナログ量で、Ｖ−Ｆ変換器を
介してｌ・ｎ・sl^*〔Hz〕のデジタル量に変換さ
れる。

一方、電流検出器CT₀によつて直流電流I₀を検
出し比較器C₂によつて、前記電流指令値I₀ ^*と比
較する。当該偏差ε₀＝I₀ ^*−I₀を演算増幅器K_Iによ
つて増幅し、位相制御回路PH₁に入力する。当該
位相制御回路PH₁は他励コンバータSS₁の点弧位
丹を制御するもので、公知の手法が用いられる。
すなわち、PH₁の入力をε₁とした場合、SS₁の点
弧位相角α₁はα₁＝cos^-1ε₁となりSS₁の出力電圧vd
(一)は次式で示される値になる。

vd₁＝ｋ・V_S・cosα₁ ただし、ｋ：比例定数 V_S：電源電圧実電流I₀がその指令値I₀ ^*より小さい場合、偏
差ε₀が正となり、上記SS₁の直流出力電圧vd₁を増
加させることにより、直流電流I₀を増やす。また
I₀＞I₀ ^*の場合、ε₀＜０となり、vd₁を減少させ、
I₀を減らす。最終的にI₀≒I₀ ^*となつて落ち着く。

誘導電動機IMの発生トルクTeは１次電流振幅
値、すなわち、直流電流値I₀とすべり周波数sl
に関係する。特にすべり周波数slを一定として
運転した場合、上記発生トルクTeが直流電流I₀
の２乗に比例するようになり、直流直巻特性が得
られる。また関数発生器FN₁，FN₂を使つてトル
ク指令T^*に対して直流電流指令値I₀ ^*及びすべり
周波数指令値〔sl^*〕をある一定の関係をもたせ
ることにより電動機IMに直流分巻特性をもたせ
ることもできる。ここでは説明の便宜上sl＝一
定として動作説明を行なう。

IMの回転速度ωがその指令値ω^*より小さい場
合、偏差ε_N＝ω^*−ωは正の値となつてトルク指
令T^*を増加させる。それに伴なつて直流電流指
令値I₀ ^*が増加し、電動機IMの発生トルクTeを増
加させる。故に、電動機IMは加速して回転速度
ωはその指令値ω^*に近づく。逆にω＞ω^*の場
合、ε_N＜０となつてT^*を減少させ、IMの発生ト
ルクTeを減少させる。故にIMは減速して、やは
りω≒ω^*となつて落ち着く。

このような従来の誘導電動機の駆動制御装置は
上記速度制御に伴なつて、受電端の無効電力を大
きく変動させる欠点がある。

すなわち、他励コンバータSS₁の受電端の無効
電力Q_SSは、電源電圧をV_S、直流電流をk₁とした
場合、次のように表わせる。

Q_SS＝k₁・V_S・I₀・sinα₁ ここで比例定数k₁と電源電圧V_Sは一定値であ
るが、直流電流I₀と点弧位相角α₁は前記誘導電動
機IMの速度制御に伴なつて変化する。

すなわち、IMが低速回転の時、SS₁の直流出力
電圧vd₁は小さく、点弧位相角α₁は90゜に近い値と
なり、sinα₁≒１であるが、IMの速度が増加する
に従つて、vd₁は大きくなり、α₁は0゜の方向にむ
かう。そのためsinα₁の値はごく小さくなつて、
Q_SSを減少させる。また、速度指令値ω^*と実速度
ωの偏差ε_Nが小さくなると、上記直流電流I₀の値
が小さくなり、SS₁の受電端の無効電力Q_SSはさ
らに小さくなる。故に、IMの始動低速減では
ssl^*は大きな値となり、回転速度ωの増加に従
つて、Q_SSは減少し、さらに指令値ω^*に近づく
と、直流電流I₀の減少のため、Q_SSはごくわずか
な値になる。特に圧延機等の駆動電動機では急速
可逆運転を行なうため、上記SS₁の受電端の無効
電力Q_SSの変動は著しいものである。当該無効電
力の変動は電源系統設備を増大させるばかりでな
く、電圧変動をひきおこし同一系統に接続された
電気機器に種々の悪影響を及ぼすものである。

そのため、最近では前記他励コンバータSS₁の
受電端に無効電力補償装置なるものを接続し、当
該SS₁の無効電力の変動を打ち消して、電源から
は有効電力だけをとる方法が採用されつつある。
この無効電力補償装置は例えば、一定の進み無効
電力をとる進相コンデンサと、可変の遅れ無効電
力をとる位相制御リアクトル装置からなり、前記
他励コンバータSS₁が消費する遅れ無効電力と、
上記位相制御リアクトル装置がとる遅れ無効電力
の和が、上記進相コンデンサがとる進み無効電力
とちようど等しくなるように当該位相制御リアク
トル装置を制御するもので、受電端の基本波力率
を１に制御することができる。

しかし、この位相制御リアクトル装置はリアク
トルに流れる電流を制御するためのサイリスタ回
路が必要となり、しかもその容量は前記他励コン
バータSS₁の容量に匹敵する程のものとなるため
設備コストが高くなる欠点があつた。

(c) 発明の目的本発明は以上に鑑みてなされたもので、上記位
相制御リアクトル装置等の無効電力補償装置を使
うことなく、受電端の無効電力変動をなくすよう
にした誘導電動機の駆動制御装置を提供すること
を目的とする。

(d) 発明の構成第２図は、本発明の誘導電動機の駆動制御装置
の一実施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは
進相コンデンサ、TRは電源トランス、SS₁は他
励コンバータ、SS₂は自励コンバータ、L₀は直流
リアクトル、IMは誘導機本体、PGは回転パルス
発生器、PT_Sは変成器、CT_S，CT_Oは変流器、
VARは無効電力演算回路、C₁〜C₃は比較器、
VR_Qは無効電力設定器、VR_Wは回転速度設定器、
H_Q（Ｓ）は無効電力制御補償回路、H_N（Ｓ）は速
度制御補償回路、Ｆ−Ｖは周波数−電圧変換器、
Ｖ−Ｆは電圧−周波数変換器、K_Iは演算増幅器、
PH₁は他励コンバータSS₁の位相制御回路、A₁は
パルス加減算器、PCは計数器、RCはリングカウ
ンタ、LCは論理回路、GCは自励コンバータSS₁
のゲート制御回路である。

誘導電動機IMのすべり周波数slの制御法は従
来装置で述べた通りである。

また、直流電流I₀すなわち、電動機IMに供給
される電流の振幅値は他励コンバータSS₁の出力
電圧vd₁を変えることによつて制御されることも
第１図の従来装置と同様である。

本発明装置が従来装置と大きく異なる点は、受
電端の無効電力Ｑを制御するために上記直流電流
I₀を制御し、電動機IMの発生トルクTeを制御す
るために上記すべり周波数を制御していることで
ある。

(e) 発明の作用まず、受電端に設置された変成器PT_S及び変流
器CT_Sによつて３相交流電圧及び３相交流電流を
検出し無効電力演算器VARに入力する。VARで
は３相交流電圧の位相を90゜ずらして、各相毎に
電流との積を計算し、３相分加え合せて、受電端
の無効電力の瞬時値Ｑを求めている。

比較器C₁は、上記無効電力検出器Ｑと無効電
力設定器VR_Qからの指令値Q^*を比較するもので、
当該偏差ε_Q＝Q^*−Ｑを制御補償回路H_Q（Ｓ）に入
力している。H_Q（Ｓ）には通常積分要素が使わ
れ、定常偏差ε_Qを零にするように制御している。
当該制御補償回路H_Q（Ｓ）の出力I₀ ^*は前記直流
電流I₀の指令値となつている。

他励コンバータSS₁の受電端の無効電力Q_SSは
上記直流電流I₀の値に比例することは前に述べ
た。前記受電端の無効電力Ｑは、上記SS₁が消費
する遅れ無効電力Q_SSと進相コンデンサCAPが消
費する進み無効電力Q_capの和で、次のように表わ
せる。ただし遅れを正の値とする。

Ｑ＝Q_SS−Q_cap 指令値Q^*に対して検出値Ｑが小さい場合、偏
差ε_Q＝Q^*−Ｑは正の値となつて直流電流指令値
I₀ ^*を増加させる。直流電流I₀はその指令値I₀ ^*に
等しく制御されるから、上記SS₁の遅れ無効電力
Q_SSが増加し、受電端の無効電力Ｑを増加させる。
最終的にＱ＝Q^*となつて落ち着く。逆にＱ＞Q^*
となつた場合、ε_Q＜０となつて、直流電流I₀を減
少させる。故にQ_SSが減少し、やはりＱ＝Q^*とな
るように制御される。

一方、誘導電動機IMの速度制御は次のように
して行なわれる。

パルス発生器PGからのデジタル信号を周波数
−電圧変換器Ｆ−Ｖによつてアナログ量ωにし、
IMの回転速度検出値とする。比較器C₃によつて
速度設定器VR_Wからの速度指令値ω^*と上記速度
検出値ωを比較し、その偏差ε_N＝ω^*−ωを制御
補償回路H_N（Ｓ）に入力する。H_N（Ｓ）には比例
＋積分要素が使われており、その出力T^*は電動
機IMの発生トルクTeの指令値となる。

第３図は誘導電動機IMのすべり周波数slに対
する発生トルクTeの関係を示したもので直流電
流I₀をパラメータとしている。すなわち、slが
正のときTeも正の値となり、IMは電動機運転さ
れ、逆にslが負のとき、Teも負の値となつて、
IMは発電機運転（回生ブレーキ運転）される。
また、slが −s（max）sl＋s（max）の範囲において発生トルクTeがすべり周波数sl
に大略比例していることもわかる。

従つて、誘導機IMのすべり周波数slを−s
（max）から＋s（max）の範囲内で変化させる
ことにより、当該IMの発生トルクTeを制御する
ことができる。

すなわち、前記トルク指令T^*を図示しないリ
ミツタ回路（−s（max）sl＋s（max）を
満足させる回路）を介して、電圧−周波数変換器
Ｖ−Ｆに入力し、当該トルク指令値T^*に比例し
たすべり周波数設定値sl^*を与えることにより
IMの回転速度を制御している。

ω^*＞ωの場合、偏差ε_Nは正の値となり、トル
ク指令T^*を増加させる。その結果、T^*に比例し
てすべり周波数設定値sl^*が増加し、誘導機IM
の発生トルクTeが増加する。故にIMは加速さ
れ、回転速度ωはその指令値ω^*に近づいていく。
逆に、ω^*＜ωとなつた場合、ε_N＜０となり、T^*
は負の値となつて増加する。故にすべり周波数設
定値sl^*も負の値となり、パルス加減器A₁は減算
を行なうようになる。故にIMは発電機運転（回
生ブレーキ運転）となつて減速し、やはりωは指
令値ω^*に近づいて行く。最終的にω＝ω^*となる
ように制御される。

このようにして本発明装置は受電端の無効電力
Ｑと誘導電動機IMの速度又はトルクを制御する
ものであるが、当該２つの制御系には次に説明す
る相互干渉がある。

まず、速度制御系から無効電力制御系に与える
影響を述べる。

ω^*＝ωの場合、トルク指令T^*は零であるか
ら、すべり周波数slも零に制御される。IMのす
べり周波数sl＝０ということはIMの供給される
電流の全てが励磁電流になることを意味し、この
ときの自励コンバータSS₂の直流側電圧vd₂は零
に近い値となる。故に他励コンバータSS₁の直流
電圧vd₁も小さな値となつて、SS₁の点弧位相角
α₁は90゜に近い値になり、当該正弦値はsinα₁≒１
となる。

ω^*＞ωとしてトルク指令T^*を正の値に増大さ
せるとsl＞０となつて誘導機IMの２次電流が増
加する。故にSS₂の直流側電圧vd₂が増加するた
めそれに応じてSS₁の直流電圧vd₁≒vd₂も増加す
る。従つて点弧位相角α₁は90゜から0゜の方向に推
移し、その正弦値sinα₁は小さくなる。誘導機IM
のすべり周波数slを増加させたとき、自励コン
バータSS₂の直流電圧vd₂が増加する割合は当該
誘導機IMの回転速度ωに関係する。すなわち、
ωの値が大きいときにslを増すとvd₂は急激に大
きくなるがωの値が小さいときにslを増加させ
てもvd₂はあまり大きくならないのである。従つ
て、ωの値が小さいときには速度制御系から無効
電力制御系に与える影響は小さいので、ここでは
ωの値が大きい場合について説明する。

正弦値sinα₁が小さくなつた結果、SS₁の受電端
の無効電力Q_SSも小さくなり、Ｑ＜Q^*となる。故
にＱ＝Q^*になるように直流電流I₀を増加させる
ために、誘導機IMの発生トルクTeはすべり周波
数slだけを増やした分に加えて、当該I₀の増加
分だけ増大しIMを加速する。この結果IMの回転
速度ωはその指令値ω^*に近づき、トルク指令T^*
及びすべり周波数slが減少し直流電流I₀も元に
もどる。最終的にＱ＝Q^*、ω＝ω^*となつて落ち
着く。

ω＜ω^*とした場合も同様に無効電力制御系に
影響を与えながら最終的にω＝ω^*、Ｑ＝Q^*とな
つて落ち着く。

次に無効電力制御系から速度制御系に与える影
響を述べる。

Ｑ＞Q^*とした場合、直流電流I₀が増加し、SS₁
の遅れ無効電力Q_SSが増えてＱ＝Q^*になるように
制御されることは前に述べた。このとき、誘導機
IMのすべり周波数slがある正の値で当該IMの
発生トルクTeと負荷トルクT_Lがつり合つていた
場合、I₀が増加することにより当該誘導機IMの
発生トルクTeが増加しIMが加速されてω＞ω^*と
なる。故にトルク指令T^*が減少し、IMのすべり
周波数slも減少する。この結果前記直流電圧vd₁
≒vd₂が減少し、前記正弦値sinα₁は１に近くな
る。故にQ_SSが増えてＱ＞Q^*となる。従つて今度
はI₀が減少し、Te＜T_Lとなり、slは若干増加す
る。最終的にＱ＝Q^*、ω＝ω^*となるような直流
電流値I₀及びすべり周波数slになつて落ち着く。

Q^*＜Ｑとした場合も同様に速度制御系に影響
を与えながら最終的にＱ＝Q^*、ω＝ω^*となつて
落ち着く。

このような２つの制御系の相互干渉による振動
現象を小さくし、かつより速く定常状態にもつて
いくために制御補償回路H_Q（Ｓ）及びH_N（Ｓ）の
定数は最適値に選ばれる。

(f) 他の実施例第４図は第２図の装置の制御回路の別の実施例
を示す構成図である。図中、SQは２乗演算回路
DIVは割算器である。他の記号は第２図の記号に
準ずる。

無効電力制御補償回路H_Q（Ｓ）の出力である直
流電流指令値I₀ ^*を２乗演算回路SQに入力し、
（I₀ ^*）²を求める。それを割算器DIVの分母側入力
ｂに入れる。また速度制御補償回路H_N（Ｓ）の出
力であるトルク指令値T^*を上記割算器DIVの分
子側入力ａに入れる。当該割算器DIVによつて
ａ／ｂを演算し、その結果〔sl^*〕を前記電圧−
周波数変換器Ｆ−Ｖに入力する。当該〔sl^*〕は
誘導機IMのすべり周波数slの指令値（アナログ
量）となるものである。

前に述べたように、誘導機IMの発生トルクTe
は直流電流I₀の２乗に比例する。従つて、無効電
力制御によつて直流電流指令I₀ ^*を増加させた場
合第４図に示すように誘導機IMのすべり周波数
指令〔sl^*〕を〔sl^*〕＝ksl・T^*／（I₀ ^*）² ksl：比例定数として与えることにより、誘導機IMの発生トル
クTeを変化させないで、受電端の無効電力を制
御できる。すなわち、第４図の制御回路は無効電
力制御系から速度制御系に与える影響をなくした
ものである。なお、速度制御に伴なつてすべり周
波数slを変化させると、無効電力制御系は影響
を受けるが、当該無効電力制御系から速度制御系
にその影響がはね返つて来ないため、相互干渉に
よる振動現象はきわめて小さくなる。故に２つの
制御系の補償回路H_Q（Ｓ）及びH_N（Ｓ）の定数決
定は第２図の実施例に比較してきわめて簡単にな
る。

第５図は本発明の誘導電動機の駆動制御装置の
別の実施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは
進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相
正弦波出力サイクロコンバータ、IMは誘導機本
体、PGは回転パルス発生器、PT_Sは変成器、
CT_S，CT_Lは変流器、VARは無効電力演算回路
VR_Qは無効電力設定器、VR_Wは回転速度設定器、
C₁，C₂，C_U，C_V，C_Wは比較器、H_Q（Ｓ）は無効
電力制御補償回路、H_N（Ｓ）は速度制御補償回
路、LIMはリミツタ回路、Ｆ−Ｖは周波数−電
圧変換器、Ａは加算器、PTGは３相正弦波発生
器、ML_U，ML_V，ML_Wは乗算器、K_U，K_V，K_W
は演算増幅器、PH_U，PH_V，PH_Wはサイクロコ
ンバータCCの位相制御回路である。

サイクロコンバータCCは３相正弦波電流I_U，
I_V，I_Wを誘導電動機IMに供給するもので各相毎
に電流制御が行なわれる。詳しくは「サイリスタ
応用ハンドブツク、宮入庄太編」の第９章“サイ
クロコンバータ”に述べられている。

電流制御動作を簡単に説明すると、次の通りで
ある。Ｕ相電流指令I_U ^*と電流検出値I_Uを比較器
C_Uによつて比較し、当該偏差ε_U＝I_U ^*−I_Uを演算
増幅器K_Uを介して位相制御回路PH_Uに入力する。
PH_UはＵ相サイクロコンバータの点弧位相角α_U
を制御するもので、前記位相制御入力ε_U・K_Uに
比例した電圧を誘導機IMのＵ相電機子巻線に印
加する。I_U ^*＞I_Uの場合、ε_U＞０となつて印加電
圧を増やして電流I_Uを増加させる。逆にI_U ^*＜I_Uの
場合、ε_U＜０となつて印加電圧をへらして電流I_U
を減少させる。すなわち、Ｕ相電機子電流I_Uはそ
の指令値I_U ^*に等しくなるように制御される。指
令値I_U ^*を正弦波状に与えれば、それに応答して
実電流I_Uが流れる。Ｖ相及びＷ相の電機子電流
I_V，I_Wも同様にその指令値I_V ^*，I_W ^*に応じて制御
される。CT_Lは上記電流I_U，I_V，I_Wを検出するた
めの変流器である。

当該サイクロコンバータCCは構成素子たるサ
イリスタを電源電圧を利用して転流させるいわゆ
る自然転流方式をとつている。従つて電源側から
見た場合、遅れ無効電力Q_CCを消費し、しかも従
来の運転方式を行なつた場合、誘導機IMに供給
される電流の大きさや、負荷条件によつて当該無
効電力が大きく変動し、第１図で説明したことと
同様な問題が生じる。

そこで、第５図の説明にもどるが、この実施例
では誘導電動機IMに供給される正弦波電流の振
幅値Imとその周波数eを制御することにより、
受電端の無効電力Ｑと誘導電動機IMの発生トル
クTeを制御している。

まず、受電端の無効電力Ｑを変成器PT_U、変流
器CT_S及び無効電力演算回路VARによつて検出
する。次に、比較器C₁によつて、無効電力設定
器VR_Qからの無効電力指令値Q^*と上記無効電力
検出値Ｑを比較し当該偏差ε_Q＝Q^*−Ｑを制御補
償回路H_Q（Ｓ）に入力する。H_Q（Ｓ）の出力は誘
導機IMに供給される正弦波電流I_U，I_V，I_Wの振幅
指令値Im^*となる。当該正弦波電流の振幅値Im
は第２図の構成図で示した直流電流I₀に相当する
もので、サイクロコンバータCCの電源側の無効
電力Q_CCは当該振幅値Imに比例する。従つて、
Q^*＞Ｑの場合、ε_Q＞０となり、Im^*を増加させ
Q_CCを増加させる。受電端の無効電力Ｑはサイク
ロコンバータCCの遅れ無効電力Q_CCと進相コンデ
ンサCAPの進み無効電力Q_capの和で次のように
表わせる。ただし、遅れを正の値にとる。

Ｑ＝Q_CC−Q_cap Q_capは一定値であるから、Q_CCが増加すればＱ
も増加し、Ｑ＝Q^*となるように制御される。逆
にQ^*＜Ｑの場合はIm^*が減少し、やはりＱ＝Q^*
となるように制御される。

一方、誘導電動機IMの回転速度ωは次のよう
に制御される。

まず、回転パルス発生器PGによつてIMの回転
速度に比例した周波数のパルスを発生させ周波数
−電圧変換器Ｆ−Ｖによつて、アナログ量ωを求
める。

次に比較器C₂によつて速度設定器VR_Wからの
速度指令値ω^*と前記速度検出値ωを比較し、当
該偏差ε_N＝ω^*−ωを制御補償回路H_N（Ｓ）に入
力する。H_N（Ｓ）の出力は誘導電動機IMのトル
ク指令値T^*となり、リミツタ回路LIMを介して
すべり周波数の指令値sl^*を与えている。

加算器Ａは回転周波数mと上記すべり周波数
指令値sl^*を加算するもので、その結果eを次の
３相正弦波発生器PTGに入力する。当該３相正
弦波発生器PTGは周波数eの単位３相正弦波φ_U，
φ_V，φ_Wを発生するもので、式で表わすと次のよ
うになる。

φ_U＝sin（ωe・ｔ） φ_V＝sin（ωe・ｔ−2π／３） φ_W＝sin（ωe・ｔ＋2π／３）ただし、ωq＝2πe e＝m＋sl^* 当該３相正弦波信号φ_U，φ_V，φ_Wと前述の振幅
指令値Im^*を乗算器ML_U，ML_V，ML_Wによつて
掛け合わせることにより、次式で示される電流指
令値が得られる。

I_U ^*＝Im^*・sin（ωe・ｔ） I_V ^*＝Im^*・sin（ωe・ｔ−2π／３） I_W ^*＝Im^*・sin（ωe・ｔ＋2π／３）誘導機IMの電機子電流I_U，I_V，I_Wは上記指令値
I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*に等しくなるように制御される。

故にIMの１次電流（電機子電流）の周波数e
に対して回転周波数はmであるからこのときの
すべり周波数slは sl＝e−m ＝（m＋sl^*）−m ＝sl^* となる。sl^*＞０の場合、IMは電動機運転され、
sl^*＜０の場合、IMは発電機運転される。

誘導機IMの発生トルクTeは供給電流の振幅値
Imをパラメータとした場合すべり周波数slに対
して、第３図に示したと同様の特性が得られる。

故にω^*＞ωの場合、ε_N＝ω^*−ωは正の値とな
りトルク指令T^*を増加させて、すべり周波数指
令sl^*を０＜sl^*＋s（max）の範囲で増加さ
せる。その結果、IMの発生トルクTeが増加し
IMを加速し速度ωを指令値ω^*まで増大させる。
逆にω^*＜ωの場合ε_N＜０となり、T^*を減少させ
てIMの発生トルクTeを減少させる。最終的にω
＝ω^*となるように制御される。このとき偏差ε_N
が負の値で大きい場合、T^*＜０となつてすべり
周波数指令sl^*を−s（max）sl^*０にもつ
て行く。この場合、IMは負のトルクを発生しIM
を急速に減速させる。

この速度制御に伴なつて、無効電力制御系に次
のような影響を与える。

T^*＝０のときsl＝sl^*＝０となり、IMへ供給
される電流I_U，I_V，I_Wの全てが励磁電流となる。
電機子巻線の抵抗分が十分小さいものとすれば、
Ｕ相サイクロコンバータの出力電圧V_Uに対して
Ｕ相電流I_Uは位相が90゜遅れた関係になる。すな
わち電圧V_Uの値が小さいとき（コンバータの点
弧位相角α_Uは90゜に近い値）電流I_Uが最大となる
ため当該コンバータの電源側の無効電力は大きな
値となる。Ｖ相、Ｗ相に関しても同様で、サイク
ロコンバータCCの無効電力Q_CCは大きな値とな
る。故にQ^*＝Ｑを保持するための電流振幅値Im
は小さくなる。

T^*＞０として、sl＝sl^*＞０とした場合、IM
の２次電流成分が増加し、前記電圧V_Uに対して
電流I_Uの位相は0゜の方向に移行する。すると、電
圧V_Uが大きいとき（コンバータの点弧位相角α_U
は0゜に近い値）電流I_Uが最大となり、当該コンバ
ータの電源側の無効電力は減少する。Ｖ相、Ｗ相
も同様である。故にQ_CCが減少するためQ^*＝Ｑを
保持するように電流振幅値Imを増加させる。

Imが増加した結果、IMの発生トルクTeも増加
し、誘導電動機IMを加速する。

T^*＜０として、sl＝sl^*＜０とした場合も同
様で、Q_CCが減少するためImを増加させる。この
場合、IMは負のトルクを発生するため回生ブレ
ーキがかかりIMは急激に減速する。

また、無効電力制御に伴なつて速度制御系に与
える影響は、第２図の実施例で説明したと同様で
ある。ここで、第２図で言う直流電流値I₀を第５
図で示した電流振幅値Imに置き換えて考えれば
よい。

(g) 発明の効果以上のように本発明は誘導電動機に供給する電
流の振幅値と当該供給周波数を受電端の無効電力
を制御する手段と当該誘導電動機の発生トルク制
御手段からの制御信号によつて制御することによ
り、誘導電動機に可変電圧可変周波数の電力を供
給する電力変換器の受電端の無効電力を一定値に
制御することができ、しかも電力変換器の受電端
に進相コンデンサを接続すれば受電端の基本波力
率を１に制御することができる。

すなわち、従来の位相制御リアクトル装置等の
高価な設備が省略でき経済的な装置を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の誘導電動機の駆動制御装置の構
成図、第２図は本発明の誘導電動機の駆動制御装
置の一実施例を示す構成図、第３図は第２図の装
置を説明するための特性図、第４図は第２図の装
置の制御回路部分の別の実施例を示す構成図、第
５図は本発明装置の別の実施例を示す構成図であ
る。 BUS…３相交流電源の電線路、CAP…進相コ
ンデンサ、TR…電源トランス、SS₁…他励コン
バータ、SS₂…自励コンバータ、L₀…直流リアク
トル、IM…誘導機本体、PG…回転パルス発生
器、PT_S…変成器、CT_S，CT_O…変流器、VAR…
無効電力演算回路、C₁〜C₃…比較器、VR_Q…無
効電力設定器、VR_W…回転速度設定器、H_Q（Ｓ）
…無効電力制御補償回路、H_N（Ｓ）…速度制御補
償回路、Ｆ−Ｖ…周波数−電圧変換器、Ｖ−Ｆ…
電圧−周波数変換器、K_I…演算増幅器、PH₁…
位相制御回路、A₁…パルス加減算器、RC…リン
グカウンタ、PC…計数器、GC…ゲート制御回
路、LC…論理回路、CC…３相正弦波出力サイク
ロコンバータ、CT_L…変流器、C_U，C_V，C_W…比
較器、LIM…リミツタ回路、Ａ…加算器、PTG
…３相正弦波発生器、ML_U，ML_V，ML_W…乗算
器、K_U，K_V，K_W…演算増幅器、PH_U，PH_V，
PH_W…位相制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】１誘導電動機と、該誘導電動機と交流電源との
間に介在し前記誘導電動機に可変電圧可変周波数
の電力を供給する電力変換器と、該電力変換器の
受電端の無効電力を検出する無効電力検出手段
と、前記受電端の無効電力を所望の値に設定する
無効電力設定手段と、該設定手段の出力と前記無
効電力検出手段の出力との偏差信号に応じて前記
電力変換器を制御し前記誘導電動機に供給すべき
電流の振幅値を制御する手段と、前記誘導電動機
の速度を所望の値に設定する速度設定手段と、前
記誘導電動機の速度を検出する速度検出手段と、
前記速度設定手段の出力と前記速度検出手段の出
力との偏差信号から前記誘導電動機のすべり周波
数を算出する手段と、該すべり周波数と前記速度
検出手段の出力との加算信号に応じて前記電力変
換器の出力周波数を制御する手段とを具備した誘
導電動機の駆動制御装置。２誘導電動機と、該誘導電動機と交流電源との
間に介在し前記誘導電動機に可変電圧可変周波数
の電力を供給する電力変換器と、該電力変換器の
受電端の無効電力を検出する無効電力検出手段
と、前記受電端の無効電力を所望の値に設定する
無効電力設定手段と、該設定手段の出力と前記無
効電力検出手段の出力との偏差信号から前記誘導
電動機に供給すべき電流の振幅指令信号を算出す
る手段と、前記誘導電動機の速度を所望の値に設
定する速度手段と、前記誘導電動機の速度を検出
する速度検出手段と、前記速度設定手段の出力と
前記速度検出手段の出力との偏差信号から前記誘
導電動機のすべり周波数を算出する手段と、出力
周波数が前記すべり周波数と前記速度検出手段の
出力との加算信号に応じた周波数の単位正弦波信
号を発生する正弦波発生手段と、該単位正弦波信
号と前記振幅指令信号との乗算信号を電流基準信
号として前記電力変換器の出力電流を制御するこ
とを特徴とする誘導電動機の駆動制御装置。