JPH033478B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は電力変換装置で同期電動機を駆動する
無整流子電動機に係り、特に電源側から見た有効
電力及び無効電力を任意の値に制御できるように
した無整流子電動機に関する。

発明の技術的背景 第１図は一般には無整流子電動機として良く知
られている同期電動機を電力変換装置で駆動する
従来装置の構成図である。図中、SMは同期電動
機本体（以下単に電動機と記す）、Loadは機械負
荷、TRは電源トランス、SS₁，SS₂は電力変換器
（以下単に変換器と記す）、Loは直流リアクトル、
Thはサイリスタである。電動機SMをカ行モード
（電動機）で運転する場合、変換器SS₁は順変換
器、変換器SS₂は逆変換器となる。また、電動機
SMを回生モード（発電機）で運転する場合、変
換器SS₁は逆変換器、変換器SS₂は順変換器とな
る。

PSは回転子（界磁）位置検出器で、電動機SM
の電機子巻線に誘起される逆起電力に同期した矩
形波信号を発生する。位置検出器PSの出力信号
を論理回路LC及びゲート制御回路GCを介して電
力変換器SS₂に与える。電動機SMの逆起電力に
対して、電動機SMに流し込む電機子電流の位相
γは0゜の時最大のトルクを発生する。しかし、変
換器SS₂の構成素子たるサイリスタを電動機SM
の逆起電力によつて自然に転流させるために、γ
は通常30゜〜60゜の一定値に制御される。位置検出
器PSの出力信号は上記転流進み角γを設定する
ための基準信号となるものである。

PGはパルス発生器で、電動機SMの速度に比
例した周波数のパルス列を発生する。速度制御回
路SPCには、速度設定器VRからの速度指令値ε^*
と、上記パルス発生器PGからの速度検出値ωが
入力される。速度制御回路SPCにおいて、上記速
度の指令値ω^*と検出値ωを比較し、その偏差ε_N
＝ω^*−ωに比例した値を次の電流制御回路CCに
入力する。CTOは直流電流I_Oを検出する変流器
で、電流制御回路CCによつて、上記偏差ε_Nに比
例した電流指令値I^* _Oと比較される。電流制御回路
CCの出力信号ε_I＝I^* _O−I_Oに比例した値を次の位相
制御回路PHCに入力し、変換器SS₁の出力電圧
v_d1を制御する。

Trθは位相制御回路PHCのための移相器で、電
源電圧に同期した単位正弦波を位相制御回路
PHCに与えている。

直流リアクトルLoには、変換器SS₁の出力電圧
v_d1と変換器SS₂の直流側電圧v_d2との差電圧v_d1−
v_d2が印加される。変換器SS₁の点弧制御角をα₁、
変換器SS₂の点弧制御角をα₂＝180゜−γとした場
合、各々の直流電圧v_d1，v_d2は次式のようにな
る。

v_d1＝ｋ・V_Scosα₁ v_d2＝−ｋ・V_ncosα₂＝ｋ・V_ncosγ ただし、V_Sは変換器SS₁の交流入力電圧 V_nは電動機SMの端子電圧 ｋは電力変換器の変換定数である。

直流電流指令値I^* _Oに対して実電流I_Oが小さい場
合、ε_I＝I^* _O−I_O＞０となり、v_d1を増加させて、I_O
を増大させる。逆にI^* _O＜I_Oとなると、ε_I＜０とな
つて減少させ、最終的にI^* _O≒I_Oとなるように制御
される。直流リアクトルL_Oの抵抗分が十分小さ
いと考えれば、I^* _O≒I_Oの定常状態ではv_d1≒v_d2と
なつている。

また、速度制御は次のようにして行なわれる。

すなわち、指令値ω^*が検出値ωより大きい場
合、偏差ε_N＝ω^*−ωは正の値となり、前記論理
回路LCをカ行モードにし、ε_Nの絶対値に比例し
た値で直流電流I_O≒I^* _Oを増加させる。すると電動
機SMは加速してω^*≒ωになるように制御され
る。逆にω^*＜ωの場合、ε_Nは負の値になり、論
理回路LCを回生モードにする。そして、やはり
ε_Nの絶対値に比例した値で直流電流I_O≒I^* _Oを増加
させ、電動機SMの減速（回生ブレーキ）させ
る。最終的にω^*≒ωとなつて落ち着く。

直流リアクトルLoに並列接続されたサイリス
タThは、いわゆる断続転流時に使われる。すな
わち、電動機の始動及び低速時に変換器SS₂の転
流に同期して一旦直流電流I_Oを零にする必要があ
るが、当該電流I_Oの減衰を早めるため、サイリス
タThをオンし、直流リアクトルLoに流れていた
電流を環流される。なお、v_d1をv_d2より大きくす
れば、サイリスタThは自然にターンオフし、通
常の電流制御動作にもどる。

第２図は、第１図の装置の運転モードを示すも
ので、電動機SMの回転速度ωに対する各制御量
を表わしている。

(a)は電動機の界磁電流I_fと電機子巻線端子電圧
V_nを、(b)は電動機の発生トルクＴ、変換器SS₁の
点弧制御角α₁の余弦値cosα₁、直流電流I_O及び変
換器SS₁の無効電流成分I_Qを、(c)は変換器SS₂の転
流進み角γを各々表わす。

ω₁までは断続転流でγ＝0゜、ω＞ω₁では電動
機SMの逆起電力を利用した自然転流動作を行な
わせるため、γ＝γ_O一定に制御される。

界磁電流I_fは、ω＜ω₂で一定、ωω₂になると
I_f∝１／ωに制御される。その結果、電動機SM
の端子電圧V_nはωω₂でほぼ一定値となる。

速度偏差ε_N＝ω^*−ωが大きい場合、直流電流I_O
はその上限値で一定に制御され、加速していく。

ω＝ω₂までは、速度に比例してV_nが増加する
ため変換器SS₁の点弧制御角の余弦値cosα₁も増
加する。ωω₂ではcosα₁＝一定となる。

電動機SMの発生トルクＴは、ω＝ω₂までは一
定ωω₂ではωに反比例する。すなわち、ω
ω₂の領域では電力Ｐ＝ωTは一定に制御される。

I_Qは変換器SS₁の入力電流の無効分でその値は
次のようになる。

I_Q＝k₁・I_O・sinα₁ ただし、k₁は電流変換定数 回転速度ωがその指令値ω^*に近づくと直流電
流I_Oは小さくなる。例えばω^*＝ω₀とした場合、
ωがω₀に近づくと、電流I_Oはａ点からｃ点にむか
つて減少し、同様に発生トルクＴもｂ点からｃ点
にむかつて減少する。最終的にはω＝ω^*で負荷
トルクとつり合つた発生トルクＴに落ち着く。

第３図は第１図の装置の電源側の電圧電流ベク
トル図を示すもので、変換器SS₁の点弧制御角
は、α_linitα₁180゜β_linitの範囲で制御される。
電
動機SMの始動時（ω＝０）にはα₁≒90゜であるか
ら直流電流I_Oを流してもその大部分は無効電流I_Q
＝k₁・I_O・smα₁＝k₁ I_Oとなる。I_O＝一定で電動
機SMを加速すると、入力電流ベクトルはoa→から
ob→の方向に移動する。さらに、ω≒ω^*付近にな
るとI_Oは減少し、電流ベクトルはob→からoc→に減少
する。この間に電源の無効電流I_QはI_Q(nax)→I_Q→
I_Q′と変化し、この無効電力の変動を補償するた
めには、変換器SS₁とほぼ同一容量の無効電力補
償装置を受電端に設置しなければならない。

背景技術の問題点 すなわち、従来の電動機SMの駆動制御装置に
おいては、電動機の速度制御に伴ない、受電端の
無効電力が大幅に変動するため、当該電源電圧を
変動させてフリツカ障害等の悪影響を他の電気機
器に及ぼす欠点があつた。

最近では進相コンデンサの一定進み無効電力と
位相制御リアクトルの可変遅れ無効電力とを組合
せ上記電力変換器の無効電力変動を補償する方法
等が提案されているが、当該位相制御リアクトル
に使われる位相制御サイリスタ回路の容量は前に
も述べた如く、上記電力変換器の容量に匹敵する
程のものとなり、設備費が高くなる欠点があつ
た。

発明の目的 本発明は以上の鑑みてなされたもので、電源側
から見た有効電力及び無効電力を任意の値に制御
できるようにした無整流子電動機を提供すること
を目的とする。

発明の概要 この目的を達成するために本発明は同期電動機
の負荷状態に応じてそれぞれの変換器の点弧位相
角を同時に制御することを特徴としたものであ
る。

発明の実施例 第４図は本発明の同期電動機の駆動制御装置の
一実施例を示す構成図である。

図中、SMは同期電動機本体、Loadは機械負
荷、TRは電源トランス、SS₁，SS₂は電力変換
器、Loは直流リアクトル、Thはサイリスタ、
CAPは進相コンデンサである。

また、CT_Sは交流電流検出器、PT_Sは交流電圧
検出器、CT_Oは直流電流検出器、PSは電動機の
回転子（界磁）位置検出器、PGは回転パルス発
生器、OPSは電動機の電機子巻線端子電圧検出
器である。

さらに、VARは無効電力演算回路、VR_Qは無
効電力設定器、VR〓は速度設定器、H_Q(S)は無効
電力制御補償回路、H_N(S)は速度制御補償回路、
LIMはリミツタ回路、MLは乗算器、SQ₁，SQ₂
は２乗演算回路、DIV，DVMは割算器、SQRは
平方根演算回路、K_O，K_V，K_Iは演算増幅器、C₁
〜C₃は比較回路、A₁〜A₃は加算器、PH₁，PH₂
は位相制御回路、Trθは移相トランス、PTGは
３相正弦波発生器、SWはスイツチである。

まず、変換器SS₁及びSS₂の位相制御の動作を
説明する。

変換器SS₁の交流側は一定電圧、一定周波数の
交流電源に接続されているので、公知の手法で位
相制御が行なわれる。移相器Trθは３相交流電源
電圧に同期した単位正弦波を位相制御回路PH₁に
与える。位相制御入力ε₁と上記単位正弦波を比較
し、その交点で点弧パルスを発生させる。この結
果点弧制御角α₁は入力ε₁との間に次の関係をも
つ。

α₁＝cos^-1ε₁ 変換器SS₁の出力電圧v_d1は前にも述べたよう
に、 v_d1＝ｋ・V_S・cosα₁ の関係があるので、電源電圧V_Sを一定として位
相制御入力ε₁に比例した電圧となる。

一方、変換器SS₂の交流側は電動機SMの電機
子巻線に接続されている。電動機SMの端子電圧
V_nは回転速度をω、界磁磁束をφ、比例定数を
k_nとすると、 V_n＝k_n・φ・ω の関係がある。すなわち、回転速度ωによつて端
子電圧V_nが変化してしまうので、位相制御も工
夫する必要がある。位置検出器PSは、上記端子
電圧に同期した３相矩形波信号を発生する。この
３相矩形波信号を３相正弦波発生器PTGによつ
て３相単位正弦波に変換する。すなわち、位置検
出器PSと３相正弦波発生器PTGは前記変換器
SS₁の位相制御に用いた移相器Trθの役目をはた
している。位相制御入力ε₂に比例した直流電圧
v_d2を発生するために、次の演算を行なつて位相
制御回路PH₂にε₂′を入力する。

ε₂′＝（V_S／V_n）・ε₂ 点弧制御角α₂＝cos^-1ε₂′であるから直流側の電
圧v_d2は次のようになる。

v_d2＝ｋ・V_n・cosα₂ ＝ｋ・V_n・ε₂′ ＝ｋ・V_n・（V_S／V_n）・ε₂ ＝ｋ・V_S・ε₂ ε₂＝−ε₂とすることにより、v_d1＝v_d2となつて
つり合つた状態で運転できる。

OPSは電動機の端子電圧を直接検出して端子
電圧に同期した３相矩形波信号を得るもので、電
機子反作用等の影響も考慮した位相検出がなされ
るので、精度の良い移相器を構成することができ
る。しかし、回転速度ωが低い時には、端子電圧
V_nが小さいので検出精度が低下する欠点がある。

そこで、始動、低速域では前記機械的な回転子
位置検出器PSの信号を使用し、高速回転域では、
上記端子電圧検出器OPSの信号を使用するよう
にスイツチSWで切換えるようにする。

次に直流電流I_Oの制御動作を説明する。直流リ
アクトルLoには変換器SS₁の直流側電圧v_d1と変
換器SS₂の直流側電圧v_d2の差電圧が印加される。
直流リアクトルLoの抵抗値及びインダクタンス
値を各々Ｒ及びＬとすれば、次の電圧方程式が成
り立つ。

v_d1−v_d2＝Ｒ・I_O＋Ｌ・（dI_O／dt） 従つて、上記差電圧v_d1−v_d2を制御することに
よつて直流電流I_Oを制御できることがわかる。

まず、直流電流I_Oを変換器CToによつて検出
し、比較器C₂に入力する。比較器C₂電流指令値I^* _O
と上記検出値I_Oを比較して偏差ε_O＝I^* _O−I_Oを出力
する。

次の演算増幅器Koによつて、偏差ε_Oを増幅し、
加算器A₂及びA₃に入力する。加算器A₂では直流
電圧指令値V^* _Oと前記K_O・ε_Oを加算し、位相制御
回路PH₁にε₁＝V^* _O＋K_O・ε_Oを与える。また、加
算器A₃では、上記電圧指令値V^* _Oを反転増幅器K_I
で反転し、前記K_O・ε_Oと加算する。故に位相制
御回路PH₂の入力はε₂＝−V^* _O＋K_O・ε_Oとなる。

I_O＝I^* _Oの定常状態ではε_O＝０となつてε₁＝V^* _O，
ε₂＝−V^* _Oで前にも述べたように、v_d1＝v_d2とな
る。I_O＜I^* _Oとなると、ε₀＞０となつてK_O・ε₀に比
例した分だけv_d1がv_d2より大きくなる。故に、直
流電流I_Oが増加し、I_O＝I^* _Oになつて落ち着く。

逆にI_O＞I^* _Oになると、ε₀＜０となり、v_d2がv_d1
より大きくなつて直流電流I_Oを減少させる。すな
わち、直流電流I_Oは、その指令値I^* _Oに常に等しく
なるように制御される。

次に変換器SS₁の電源側の有効電流I_Pと無効電
流I_Qの制御動作を説明する。

第４図の中で、I^* _P，I^* _Qと記したものが各々有効
電流、無効電流の指令値となる。SQ₁，SQ₂は２
乗演算回路で、各々（I^* _Q）²及び（I^* _P）²を演算し、
次の加算器A₁に入力する。加算器A₁の出力（I^* _P）
²＋（I^* _Q）²を次の平方根演算回路、SQRに入力し、
I^* _O＝K₁・√（^* _P）²＋（^* _Q）²を得る。K₁は比例定
数で
ある。当該I^* _Oは直流電流I_Oの指令値となる。ま
た、前記有効電流指令値I^* _Pと上記直流電流指令値
I^* _Oを割算器DIVに入力し、I^* _P／I^* _Oを演算し、演算
増幅器K_Vを介して、V^* _O＝K₂・I^* _P／I^* _Oを得る。当
該V^* _Oは変換器SS₁及びSS₂の直流側電圧の指令値
となる。

ここで、直流電流I_Oがその指令値I^* _Oに等しく制
御され、v_d1≒v_d2となつている状態を考える。故
に、変換器SS₁の点弧制御角α₁は α₁＝cos^-1ε₁≒cos^-1V^* _O となつている。従つて、電源電流I_Sの有効分I_P及
び無効分I_Qは次のようになる。

I_P＝k₁・I_O・cosα₁ ≒k₁・I_O・V^* _O ≒k₁・K₂・I^* _P 故にK₁＝K₂＝１／k₁と選ぶことにより、 I_P＝I^* _P I_Q＝I^* _Q となる。このようにして電源側の有効電流I_P及び
無効電流I_Qは各々独立に制御することができる。

次に受電端の無効電力制御の動作を説明する。
受電端に設置された、３相電圧検出器PT_S及び３
相電流検出器CT_Sによつて、電源電圧V_S及び電流
I_Sを検出する。無効電力演算回路VARは上記電
圧V_Sを90゜だけ位相をずらし、その値に上記電流
値I_Sを乗じ、３相分加え合せることによつて受電
端の遅れ無効電力Ｑを検出している。無効電力設
定器VR_Qの出力Q^*は通常零に設定される。比較
器C₁の出力ε_Q＝Q^*−Ｑを次の制御補償回路H_Q(S)
に入力し、前記無効電流の指令値I^* _Qとしている。
H_Q(S)には、積分要素を用い、定常偏差ε_Qを零にし
ている。Q^*＝０＞Ｑの場合、ε_Q＞０となつて、
I^* _Qを増加させる。その結果、変換器SS₁が消費す
る遅れ無効電力Q_SSが増加し、進相コンデンサ
CAPが消費する進み無効電力Q_capに近づき、受
電端の無効電力Ｑ＝Q_SS−Q_capを零に近づける。

最終的にＱ＝Q_SS−Q_cap＝０となつて落ち着く。
逆にQ^*＝０＜Ｑの場合、ε_Q＜０となつてI^* _Qを減
少させ、Q_SSを減らしてやはりＱ＝Q_SS−Q_cap＝０
となつて落ち着く。すなわち、Q^*＝０とするこ
とにより、受電端の無効電力Ｑは零に制御され、
基本波力率＝１の運転ができる。なお、I^* _Qを制御
することにより、I^* _Pの制御には何ら影響しないこ
とは前に説明した通りである。

次に、電動機SMの速度制御について説明す
る。

パルス発生器PGによつて、電動機SMの回転
速度ωを検出する。また、速度設定器VRωから、
速度指令値ω^*を発生させ、比較器C₃によつて偏
差ε_N＝ω^*−ωを求める。当該偏差ε_Nを制御補償
回路H_N(S)に入力し、リミツタ回路LIMを介して
電動機SMの発生トルク指令T^*とする。乗算器
MLは、当該トルク指令T^*と速度検出値ωを掛け
合わせて、前述の有効電流指令値I^* _Pを求めるもの
である。ω^*＞ωの場合、ε_N＞０となつてトルク
指令T^*を増加させ、I^* _P＝ω・T^*をふやして加速
する。逆にω^*＜ωの場合、ε_N＜０となつてトル
ク指令T^*を減少させ（又はT^*を負の値にして）、
I^* _P＝ω・T^*を減らして（又はI^* _Pを負の値にし
て）、減速する。I^* _Pが負の値になると有効電力は、
電動機SM側から電源に回生される。すなわち、
従来の回生制動をI^* _Pを負にすることにより自動的
に行なつている。

電動機SMの実際の発生トルクＴは電動機SM
に、入つてくる有効電力Ｐに比例し、回転速度ω
に反比例するので、上記トルク指令T^*は実際の
発生トルクＴの指令と考えて良いのである。リミ
ツタ回路LIMは、発生トルクの上限値T_naxを決
めるためのものである。

さらに、乗算器MLの出力を同様のリミツタ回
路を介して有効電流指令値I^* _Pとすることにより、
I^* _P＝I_P(nax)＝一定の運転、すなわち電力一定の運
転ができる。

第５図は本発明装置の運転モードの一例を示し
たもので、I_fは界磁電流、V_nは電動機SMの電動
子巻線端子電圧、Ｔは発生トルク、I^* _Pは有効電流
指令値、cosα₁は変換器SS₁の点弧制御角α₁の余
弦値、I_Oは直流電流、I_Qは無効電流、γ＝180゜−
α₂は変換器SS₂の転流進み角、cosγ＝−cosα₂は
転流進み角γの余弦値である。

回転速度ωがω₁までの始動低速域では従来装
置と同じく、断続転流が行なわれる。第４図のサ
イリスタThは、断続転流時に直流リアクトルL_O
の電流を環流させるためのものである。

ωω₂では、界磁電流I_fは一定に制御される。
故に電動機の端子電圧V_nはωに比例して増加す
る。ωω₂で界磁電流I_fを回転速度ωに反比例さ
せて制御する。故に、ωω₂ではV_nはほぼ一定
値となる。

発生トルクＴはω＝ω₂までは上限値T_(nax)にお
さえられる。すなわち、速度制御の偏差ε_N＝ω^*
−ωが大きいときにはＴ＝T_(nax)＝一定で加速さ
れる。ω＝ω₂以上では、有効電流指令値I^* _Pを上
限値I_P(nax)におさえている。すなわち、上記偏差
ε_Nが大きい場合、ω＝ω₂以上で、I^* _P＝I_P(nax)＝一
定で加速される。このときトルクＴは回転速度ω
に反比例して減少する。

変換器SS₁の入力無効電流I_Qは進相コンデンサ
CAPに流れる進み無効電流I_capを打ち消すに必要
な一定値に制御される。その結果、直流電流I_Oは
I_O＝√_P ² _Q ²に制御され、変換器SS₁の点弧制御角
α₁の余弦値cosα₁は、cosα₁≒V^* _O＝K₂・I^* _P／I^* _Oに
制御される。このとき変換器SS₂の点弧制御角α₂
は cosα₂＝−（V_S／V_n）・cosα₁ の関係を保つように制御される。この点弧制御角
α₂は従来の無整流子電動機の転流進み角γとはα₂
＝180゜−γの関係があり、cosγ＝−cosα₂は図示
の如く制御される。

回転速度ωが小さいとき、転流進み角γが小さ
いので、電動機SMの逆起電力による自然転流が
困難であるが、その間断続転流によつて変換器
SS₂を転流させる。

速度指令ω^*をω₀とした場合、実速度ωがω₀に
近づくに従い、偏差ε_Nが小さくなり、有効電流指
令I^* _Pは零に近づき、発生トルクＴも零に近づく
（負荷トルクT_Lがある場合は、その値に近づく）。
I^* _P→０になるとcosα₁→０となりI_O⇒K₁・I_Qとな
る。同時にcosr→０となつて、直流電流I_Oが流れ
ても電動機SMの発生トルクＴは零になる。この
とき受電端の無効電力Ｑ＝Q_SS−Q_capは常に制御
されている。

第６図は本発明装置の受電端の電圧電流ベクト
ル図を示したもので、変換器SS₁の点弧制御角α₁
はα_linitα₁180゜−β_linitの間で制御される。I_O
＝
K₁・√_P ²＋_Q ²の関係を保持している限り、変換
器SS₁の入力電流ベクトルはａ←→ｂ線上を移動
し、I_Q＝k₁I_Osinα₁は一定値に制御される。

第７図は本発明装置の運転モードの別の例を示
したもので、第５図と記号を同じくする。

第５図と異なるところは、界磁電流I_fをω＝ω₀
まで一定にし、ωω₀でI_f∝１／ωとしたことで
ある。すなわち、ω₂ωω₀の範囲で、I_f＝一
定、I^* _P＝一定となつている。このため電動機端子
電圧V_nはω＝ω₀まで回転速度ωに比例して増加
し、変換器SS₂の転流進み角γの余弦値cosγは cosγ＝−cosα₂＝（V_S／V_n）・cosα₁ となつて、第７図(c)に示す如くなる。

すなわち、有効電力＝一定領域と界磁電流I_f∝
１／ωの制御の領域は必ずしも一致しなくとも良
いことを示したものである。

次に本発明の他の実施例について説明する。

第８図は、本発明装置の別の実施例を示す構成
図である。図中、PQCは有効電力無効電力演算
回路、H_P(S)は有効電力制御補償回路、C₄は比較
器である。他の記号は第４図で説明した記号に準
ずる。この実施例では、無効電力制御偏差ε_Q＝
Q^*−Ｑに応じて直流電流I_Oを制御し、有効電力
制御偏差ε_P＝P^*−Ｐに応じて、直流側電圧V_Oを
制御している。

有効電力指令値P^*は速度制御偏差ε_N＝ω^*−ω
より求めたトルク指令T^*と回転速度ωの積によ
つて与えられる。受電端の有効電力Ｐは上記
PQCによつて検出される。すなわち、電源電圧
と電源電流の各瞬時値の積を計算し、３相分加え
合せることによつて瞬時有効電力Ｐを求めてい
る。無効電力Ｑの検出では、電源電圧の位相を
90゜ずらすことは前に説明した通りである。

ある定常状態（Ｑ＝Q^*，Ｐ＝P^*，I_O＝I^* _O，α₁
＝cos^-1V^* _O）から有効電力指令値をP^*→P^* ₁に増
加させた場合を説明する。

ε_P＝P^* ₁−Ｐは正となつて制御補償回路H_P(S)を
介して直流電圧指令値V^* _Oを増加させる。故に、
変換器SS₁の点弧制御角α₁の余弦値cosα₁が増加
し、有効電流成分I_P＝K₁・I_O・cosα₁を増加させ
る。従つて、受電端の有効電力Ｐは増加して指令
値P^* ₁に近づく。この過程において、受電端の無
効電力の制御に影響がある。すなわち、cosα₁が
増加すると、無効電流成分I_Q＝k₁・I_O・sinα₁が減
少し、受電端の無効電力Ｑが減少する。故に無効
電力偏差ε_Q＝Q^*−Ｑが正となり、制御補償回路
H_Q(S)を介して直流電流指令値I^* _Oを増加させる。直
流電流I_Oがその指令値I^* _Oに等しくなるように、変
換器SS₁及びSS₂の点弧制御角α₁及びα₂を制御す
ることは前に述べた通りである。I_Oが増加する
と、無効電流I_Qも増加し、受電端の無効電力Ｑも
増加し、その指令値Q^*に近づく。

しかし、直流電流I_Oが増加すると、前記有効電
流I_Pも増加し、前記有効電力Ｐはその指令値P^* ₁よ
り大きくなる。故に今度はcosα₁及び−cosα₂を減
少させるように動作し、前記直流電流I_Oも若干減
少する。

すなわち、有効電力の指令値P^*を増加させた
場合は、変換器SS₁及びSS₂の直流電圧v_d1，v_d2及
び直流電流I_Oが変化しながら、有効電力制御及び
無効電力制御が同時に行なわれ、最終的に有効電
力Ｐ＝P^* ₁、無効電力Ｑ＝Q^*となるような直流電
圧v_d1′≒v_d2′と直流電流I_O′の値となる。

有効電力指令値P^*を減少させた場合にも同様
に制御され、最終的に有効電力Ｐ＝P^*、無効電
力Ｑ＝Q^*（＝０）となるような直流電流I_O及び直
流電圧v_d1≒v_d2となる。

電動機SMの回転速度制御及びトルク制御は第
４図で説明したと同様に行なわれる。

発明の効果 以上のように、本発明によれば、電源側から見
た有効電力及び無効電力を任意の値に制御できる
もので、特に当該無効電力の値を一定に制御し、
進相コンデンサと組合せて受電端の基本波力率を
常に１に保持できる特徴がある。従つて、従来必
要とされた位相制御サイリスタ回路の分だけ安価
なシステムを提供することができる。

また、第４図の実施例で示した如く、有効電流
及び無効電流の各指令値I^* _P，I^* _Qと直流電流指令値
I^* _O及び直流電圧V^* _Oとの間に I^* _O＝K₁・√（^* _P）²＋（^* _Q）² K₁，K₂は比例定数 の関係をもたせることにより、有効電力制御系
と、無効電力制御系の相互干渉の少ないシステム
を提供することができる。

さらに、交流電源と同期電動機の間で授受され
る有効電力の値を当該電動機の発生トルク指令と
回転速度の積に比例させて制御することにより、
当該電動機の速度制御の応答性が改善され、また
トルク一定制御、電力一定制御も簡単に達成でき
る。

また、同期電動機の電機子巻線に誘起される逆
起電力がある回転速度以上でほぼ一定になるよう
に当該電動機の界磁電流を回転速度に反比例させ
て制御することにより、上記回転速度以上で、変
換器SS₂の電圧容量を一定におさえることがで
き、しかも、当該変換器SS₂の位相制御がやり易
くなる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同期電動機の駆動制御装置の構
成図、第２図は第１図の装置の運転モード図、第
３図は第１図の装置を説明するための電源側電圧
電流ベクトル図、第４図は本発明の同期電動機の
駆動制御装置の一実施例を示す構成図、第５図は
本発明装置の運転モードの一例を示す図、第６図
は本発明装置を説明するための受電端の電圧電流
ベクトル図、第７図は本発明装置の運転モードの
別の例を示す図、第８図は本発明装置の他の実施
例を示す構成図である。 SM…同期電動機本体、Load…機械負荷、TR
…電源トランス、CAP…進相コンデンサ、SS₁，
SS₂…交直電力変換器、Lo…直流リアクトル、
PS…回転子位置検出器、PG…回転パルス発生
器、VAR…無効電力演算回路、H_Q(S)，H_N(S)…制
御補償回路、ML…乗算器、DIV，DVM…割算
器、SQ₁，SQ₂…２乗演算回路、SQR…平方根演
算回路、K_O，K_V，K_I…演算増幅器、PH₁，PH₂
…位相制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源から供給される交流を直流に変換す
   る第１の電力変換器、直流リアクトルを介して供
   給される前記第１の電力変換器の直流を交流に変
   換する第２の電力変換器からなる電力変換装置、
   該電力変換装置を構成する前記第２の電力変換器
   の交流側端子に電機子巻線が接続される同期電動
   機から成る無整流子電動機において、前記電力変
   換装置が制御すべき有効電力の指令値を前記同期
   電動機の速度信号と速度偏差の積として算出する
   手段、 前記電力変換装置が制御すべき無効電力の指令
   値を設定する手段、 前記有効電力指令値と実際の有効電力との偏差
   に応じた信号から前記第１の電力変換器の直流出
   力電圧の指令値V^* _Oを得る手段、 前記無効電力指令値と実際の無効電力との偏差
   に応じた信号から前記直流リアクトルに流れる直
   流電流の指令値I^* _Oを得る手段 前記直流電流指令値I^* _Oと実際の直流電流I_Oとの
   偏差信号ε_Oと前記直流出力電圧指令値V^* _Oとの加
   算信号及び前記交流電源の電圧に同期した信号か
   ら前記第１の電力変換器の制御遅れ角を制御する
   信号α₁を得る手段、 前記直流出力電圧指令値V^* _Oに対応した信号と
   前記偏差信号ε_Oとの加算信号及び前記同期電動機
   の界磁と電機子との位置関係に応じた信号から前
   記第２の電力変換器の制御進み角を制御する信号
   α₂を得る手段を具備して成る無整流子電動機。 ２ 交流電源から供給される交流を直流に変換す
   る第１の電力変換器、直流リアクトルを介して供
   給される前記第１の電力変換器の直流を交流に変
   換する第２の電力変換器からなる電力変換装置、
   該電力変換装置を構成する前記第２の電力変換器
   の交流側端子に電機子巻線が接続される同期電動
   機から成る無整流子電動機において、前記電力変
   換装置が制御すべき有効電流の指令値I^* _Pを前記同
   期電動機の速度信号と速度偏差の積に対応した値
   として算出する手段、 前記電力変換装置が制御すべき無効電流の指令
   値I^* _Qを前記電力変換装置が制御すべき無効電力の
   指令値と実際の無効電力の偏差に対応した値とし
   て算出する手段、 前記直流リアクトルに流れる直流電流の指令値
   I^* _Oを I^* _O＝K₁√（^* _P）²＋（^* _Q）² （但し、K₁は比例定数） として得る手段、 前記有効電流指令値I^* _Pと直流電流指令値I^* _Oから
   前記第１の電力変換器の直流出力電圧の指令値
   V^* _Oを V^* _O＝K₂（I^* _P／I^* _O） （但し、K₂は比例定数） として得る手段、 前記直流電流指令値I^* _Oと実際の直流電流I_Oとの
   偏差信号ε_Oと前記直流出力電圧指令値V^* _Oとの加
   算信号及び前記交流電源の電圧に同期した信号か
   ら前記第１の電力変換器の制御遅れ角を制御する
   信号α₁を得る手段、 前記直流出力電圧指令値V^* _Oに対応した信号と
   前記偏差信号ε_Oとの加算信号及び前記同期電動機
   の界磁と電機子との位置関係に応じた信号から前
   記第２の電力変換器の制御進み角を制御する信号
   α₂を得る手段を具備して成る無整流子電動機。