JPH0331028B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は差動論理変換を必要としないデジタル
多値多相変復調方式に関するものである。 一般にこの種の方式においては受信側で位相復
調する場合、所要C/Nの点で有利な同期検波方
式が採られているが、同期検波方式では基準搬送
波再生の際に引込位相の不確定さが生じ、そのた
め送りパルスパターンと復調パルスパターンが異
なる場合がある。これを防ぐために従来差動論理
変換操作を行なう。例えば、2m相（ｍ＝１、２、
３…）PSK変調方式の場合は、送りパルスパタ
ーンに2m進の差動論理変換（和分操作）を行い、
一方、受信側にて復調されたパルス列に2m進の
差動論理変換（差分操作）を行うことによつて原
信号を再生している。ところで、デジタル多値多
相変復調方式の中で最ともよく知られている
16QAM変調方式に対する差動論理変換について
検討してみると、一般的に考えれば、12相を有す
るので12進の差動論理変換が必要となるが実際に
は、再生基準搬送波の引込位相の不確定さは、４
値の復調信号を得るためにπ/2ラジアン毎の４つ
の位相状態に限定されねばならない。したがつて
４進の差動論理変換を考慮すればよいことにな
る。これに着目して実現された第１の方式例とし
て、送り側において４進差動論理変換回路を２個
使い、受信側においても同様に４進差動論理変換
回路を２個用いることにより原信号を再生する
16QAM通信方式（詳細は、特開昭52−109811号
参照のこと）がある。この方式によれば、差動論
理変換操作は簡略化されているが、送りベースバ
ンド信号４列はすべて４進差動論理変換がなされ
ているため、符号誤りが２倍に増加する欠点があ
る。そこで前述の欠点を改善する第２の方式例と
して、送り側において、４進差動論理変換回路を
１個使い、受信側においては、４進差動論理変換
回路を１個とゲート回路１個を用いることによつ
て原信号を再生する「デジタル多値多相変復調方
式」（特願昭53−122235）が提案されている。こ
れによれば前述方式例に比して、回路規模が簡略
化され、更にベースバンド信号２列においては符
号誤りの増加が救済される利点がある。又、他に
差動変換回路を全く用いない第３の方式（本出願
人による昭和54年７月31日に特許出願された「多
相多値変調波によるデジタル信号伝送方式」）も
提案されている。この方式は、送りベースバンド
信号にある固定のフレームパルス（“１”連続あ
るいは“０”連続）挿入することによつて、フレ
ーム周期毎に、変調信号マツプ上のあるきまつた
点に変調波を固定する。受信側においては、復調
信号よりフレーム同期を確立させ、復調信号より
フレームパルスを抽出する。ここでフレームパル
スは送りにおいて既知信号（“１”あるいは
“０”）が挿入されているので、復調信号より抽出
されたフレームパルスの極性によつて、復調器の
引込位相を判別することができる。よつて、前記
制御信号によつて復調信号を操作すれば原信号を
再生することができる。この方式によれば、差動
論理変換を全く必要としないので、回路構成の簡
単化及び符号誤りの増加を救済することができる
が、その反面次のような欠点を有する。まず第１
に、固定のフレームパルスを用いるため、フレー
ムパルス時に変調波が、変調信号マツプ上のある
きまつた点に固定されるため、変調の偏りが生じ
スペクトラムにキヤリア成分を含む。その量はサ
ブフレーム周期の長さに反比例するので、キヤリ
ア成分を小さくするためにはサブフレーム周期を
長くしなければならない。第２にサブフレーム周
期が前述の理由で長くなるためフレーム同期の引
込時間が長くなる。第３にフレームパルスが通常
用いられるPNパターンと違つて固定パターン
（“１”連続あるいは“０”連続）であるので、付
加ビツトを挿入する場合、挿入位置がはつきりし
ないので、挿入位置をはつきりさせる付加ビツト
を余分に挿入する必要がある。 本発明の目的は、差動論理変換を必要とせず、
且つ前述の如き欠点除去したデジタル多値多相変
復調方式を提供することにある。 本発明によれば、送信部が、あるパターン列で
構成された第１のフレームパルスをそれぞれ含む
少なくとも４列の第１のデジタル信号で搬送波を
多相多値変調しこの変調波を送信する手段を含
み、受信部が、前記変調波を位相復調しかつ多値
識別して前記第１のデジタル信号に対応した第２
のデジタル信号を再生する手段と、前記第２のデ
ジタル信号によりフレーム同期を確立しフレーム
タイミングを発生する手段と、前記フレームタイ
ミングにより前記第２のデジタル信号から前記第
１のフレームパルスに対応した第２のフレームパ
ルスを抽出する手段と、前記第２のフレームパル
スにより前記再生手段における引込位相を判別し
判別信号を発生する手段と、前記判別信号により
前記第２のデジタル信号を前記第１のデジタル信
号と一致させて前記第１のデジタル信号を発生す
る手段とを含むことを特徴とするデジタル多値多
相変復調方式が得られる。 以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。 第１図は前述の第３の方式であるデジタル多値
多相変復調方式例である。図において、１は変調
器、２は復調器、３はフレーム同期回路、４はゲ
ート回路である。第２図は変調器１の出力信号の
ベクトル図であり、第３図はベースバンド信号
S₁₁〜S₂₂のフレーム構成を示している。尚S₁₁，
S₂₂を第１パス信号、S₂₁，S₂₂を第２パス信号と
以下便宜的に呼ぶことにする。又、第４図はフレ
ーム同期回路及びゲート回路４の具体例であり
５，６はOR/NOR回路、７〜１０は信号選択素
子、１１，１２は低域ろ波器、１３，１４はＤタ
イプフリツプフロツプ１５はフレームタイミング
パルス発生回路、１６はハンチング制御回路、１
７は同期パルス探索回路１８は一致不一致処理回
路である。 第１図に示される動作説明は前述の特許明細書
に詳細に記載されているので、ここでは簡単な説
明にとどめる。変調器１に入力されるベースバン
ド信号S₁₁〜S₂₂は第３図に示されるように、１サ
ブフレーム（Fs）毎に（S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂）＝
（１、１、０、０）なる固定のフレームパルス
（F.P）が挿入されることによつて、変調器１の
出力変調ベクトルは第２図におけるＡ点に固定さ
れる。ここでＡ点の如き変調信号が復調器２にお
いて復調されるとき、再生基準搬送波の引込不確
定さによつてどのような信号に変化するか考察す
ると、第２図において、Ａ点の信号を原点を軸と
してπ/2ラジアンステツプで回転させた時、一致
する信号Ｂ，Ｃ，Ｄ点の如く変化する。即ち、第
１表の如きになる。

【表】 第１表より、変調信号Ａは信号S₂₁′，S₂₂′に関
しては、引込位相に無関係に送り信号と一致した
信号を得ることができるので、信号S₂₁′，S₂₂′を
フレーム同期回路３に入力すれば、ここでフレー
ム同期を確立することができる。フレーム同期が
確立されれば、フレームタイミングパルスＦを得
ることができるので、第４図に示されているよう
に、信号S₁₁′及びS₂₁′より、信号Ｆを用いてフレ
ームパルスＦ，Ｐを抽出することができる。信号
S₁₁′及びS₁₂′より抽出されたフレームパルスの復
調器２の引込位相に対する依存性は、第１表の変
化に従うので、信号S₁₁′及びS₁₂′より抽出された
フレームパルスの極性を判別することによつて復
調器２の引込位相を判別することができる。そこ
で、前記判別信号（低減ろ波器１１及び１２の出
力信号）で、信号選択素子を制御すれば、それら
出力に送り信号と一致した信号S₁₁〜S₂₂を得るこ
とができる。 以上説明したように第１図の構成によつて差動
論理変換を全く用いないシステムを実現できる大
きな利点があるが、その反面次のような欠点があ
る。フレームパルスに固定信号を用いて変調信号
を第２図におけるＡ点に固定することにより、Ａ
点に変調される確率が増し、変調スペクトラムに
キヤリア成分が生ずる。そのキヤリア成分はサブ
フレーム（Fs）長が短かくなればなるほど量が
増すので、本方式を用いる場合にはサブフレーム
長を長くしなければならないので、フレーム同期
の引込時間が長くなる。 本方式は第３図の如く、フレームパルスが固定
パルスなので、サブフレーム毎の区別がつかない
ため、通常PCM方式で行なわれるように付加ビ
ツトを挿入したい場合、サブフレーム内にすべて
の付加ビツトを挿入するか（この手段では１サブ
フレームが1000ビツト以上となり、フレーム同期
時間が通常の10倍近くとなる。）あるいはサブフ
レーム毎の区別をつけるための付加ビツトを更
に、追加しなければならない。 第５図は本発明によるデジタル多値多相変復調
方式の実施例であり１９は判別回路、２０はゲー
ト回路である。第６図は復調器１に入力されるベ
ースバンド信号S₁₁〜S₂₂の構成を示している。ま
ず第６図から説明すると、フレームパルスは７ビ
ツトで構成されるPNパターンを用いており、信
号S₁₁とS₁₂には同一タイミングで同極性で挿入さ
れている。又信号S₂₁とS₂₂にも同様な条件で挿入
されている。今信号S₁₁，S₁₂と信号S₂₁，S₂₂との
間には１ビツトの差があるが、これは、変調ベク
トルにおいて、フレームパルスによる変調の偏り
を防止するもので、これによつて変調のランダム
性は保たれる。又、同一タイミングでも、数ビツ
トシフトしたフレームパルスを挿入することによ
つてランダム性を保つこともできる。ここで第５
図の説明の前に復調信号S₁₁′〜S₂₂′と送り信号S₁₁
〜S₂₂との関係を明らかにする。第７図は、第２
図の変調ベクトルをS₁₁とS₁₂に関するものと、
S₂₁とS₂₂に関するものに分解したものである。又
第８図は、復調器２の引込位相の不確定によつて
生ずる基準搬送波の位相状態を表わしている。こ
こで第７図の如き変調信号を第８図の如き基準搬
送波で位相検波した時の復調信号S₁₁′〜S₂₁′につ
いて考察する。 まず、基準搬送波と同相あるいは逆相関係にあ
る変調信号は、その基準搬送波を有するルートの
復調信号となる。その時、同相の場合は送りベー
ス信号と同極性又逆相の場合は送りベースバンド
信号と逆極性の復調信号となる。更に同相とは、
第７図におけるベクトルと第８図におけるベクト
ルが同方向の場合、逆相とはその反対の場合をい
う。 以上の条件を考慮して、信号S₁₁′，S₂₂′と信号
S₁₁，S₁₂および信号S₂₁′，S₂₂′と信号S₂₁，S₂₂との
関係を整理するとそれぞれ第２表及び第３表を得
る。

【表】

【表】 第２表は復調信号S₁₁′，S₁₂′は引込位相によつ
て４つの状態に変化することを表わしている。
又、第３表は復調信号S₂₁′，S₂₂′の引込位相によ
る変化が、２つの状態のみの変化、即ち、原信号
か、あるいは原信号のチヤンネル入替わりのみの
変化であることを表わしている。 ここで話しを第５図に戻すと、第６図の如きベ
ースバンド信号S₁₁〜S₂₂は変調器１に供給され
る。この変調器１で搬送波を多値多相変調し第２
図に示される如き変調信号を得る。変調信号は復
調器２に供給され位相変調及び多値識別され、出
力として復調信号S₁₁′〜S₂₂′を発生する。ここで
復調信号S₁₁′〜S₂₂′は第２表、第３表に従う。復
調信号のうちS₂₂′は分岐されフレーム同期回路３
に供給され、ここでフレーム同期が確立される。
説明をつけ加えると、信号S₂₂′は第３表に示され
ているように引込相の変化によつて信号S₂₁にな
つたり信号S₂₂になつたりするが、信号S₂₁とS₂₂
には、第６図に示されているように、同一タイミ
ングで同一フレームパルスが挿入されているの
で、復調信号S₂₂′からは、引込位相に無関係に送
り側で挿入されたフレームパルスと同一のものが
得られるので、信号S₂₂′を用いてフレーム同期を
確立することができる。もちろん信号S₂₁′を用い
てもフレーム同期を確立することができる。 次に、信号S₁₁′，S₁₂′，S₂₁′をそれぞれ判別回路
１９に供給し、ここで、フレーム同期回路３にて
得られるフレームタイミングパルスＦを用いて信
号S₁₁′，S₁₂′，S₂₁′からフレームパルスを抽出す
る。抽出されたフレームパルスの状態と引込位相
との関係は先に説明したように第２表及び第３表
に従うので、第２表及び第３表を論理回路で実現
すれば、引込位相を判別することができる。その
結果得られた判別信号がG₁〜G₃であり、それら
によつてゲート回路２０を制御することによつ
て、その出力で原信号S₁₁〜S₂₂を得ることができ
る。ゲート回路２０はS₁₁′〜S₂₂′が有する引込位
相による不確定さを打消し、原信号S₁₁〜S₂₂を再
生する論理回路から成つている。 第９図は判別回路１９の実施例であり、２１は
１ビツト遅延回路、２２〜２４はＤタイプフリツ
プフロツプ、２５〜２７はExclusive−OR（EX
−OR）回路である。 復調信号S₂₁′，S₁₁′，S₁₂′はまずEX−OR回路２
２〜２４で、フレームタイミングパルスＦによつ
てリタイミングされることによつてフレームパル
スが抽出される。信号S₂₁′は１ビツト遅延回路２
１を経由しているが、第６図で示されているよう
に、信号S₂₁及びS₂₂はS₁₁及びS₁₂に比して１ビツ
ト進んでいるため、これを補正するためのもので
ある。更に２２〜２４の出力はEX−OR回路２
５〜２７に供給されその出力として判別信号G₁
〜G₃が得られる。 第４表は引込位相の状態と２２〜２４の出力信
号及び、引込位相状態と判別信号G₁〜G₃の関係
を表わしている。前者の関係は第２表、第３表よ
り求めることができる。Ｍはフレームパルス列を
表わしている。

【表】 第４表のように、引込状態を判別する判別信号
G₁〜G₃を第９図の如き回路によつて得ることが
できる。G₁〜G₃信号はDC信号であり、トランジ
エント信号あるいは誤りパルスを含むと誤動作を
生ずるので、低域ろ波器を介する方が望ましい。 第１０図はゲート回路２０の実施例であり２８
はチヤンネル選択素子、２９〜３３はOR/NOR
回路、３４〜５３はAND回路、５４〜５７はOR
回路である。第１０図における回路は第５表及び
第６表の関係を論理回路に置換したもので、第５
表及び第６表は第２表、第３表、第４表から求め
られたものである。

【表】

【表】 第１０図におけるチヤンネル選択素子２８は現
在１チツプに収容されたICが市販されているの
で、それを用いれば第１０図は簡単な構成とな
る。 このように本発明によれば、多値多相変復調方
式において、通常のシステムに用いられているフ
レームパルスを監視、判定することによつて、差
動論理変換を全く必要としなくなり、回路規模が
小さくなるのみならず、差動論理変換による符号
誤りの増加が救済される多大の利点がある。又従
来例が有していた欠点はすべて解消することがで
きる。即ち、フレームパルスとしてPN信号を用
いているので、通常のPCMシステムと変わると
ころがなく送信スペクトラム、フレーム同期の引
込時間、付加ビツト挿入の容易性等は、何ら問題
とならない。 又、以上は16QAM変復調方式について説明を
行つたが、本発明の適用はこれに限られるもので
はなく、それ以上の多値多相変復調方式にも可能
である。その場合、本発明によれば、フレーム同
期の確立及び引込状態の判別のために少なくとも
第１パス及び第２パスで構成される４列のベース
バンド信号にフレームパルスが挿入されていれば
良いので、他のベースバンド信号即ち第３パス以
上の信号にはフレームパルスを挿入する必要はな
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は第３の方式によるデジタル多値多相変
復調方式例、第２図は出力信号ベクトル図、第３
図は第１図におけるフレーム構成例、第４図は第
１図におけるフレーム同期回路及びゲート回路
例、第５図は本発明によるデジタル多値多相変復
調方式の実施例、第６図は本発明によるフレーム
構成の実施例、第７図は変調ベクトル図、第８図
は基準搬送波の位相状態図、第９図は判別回路の
実施例、第１０図はゲート回路の実施例である。 図において、１は変調回路、２は復調回路、３
はフレーム同期回路、４はゲート回路、５〜６，
２９〜３３はOR/NOR回路、７〜１０は信号選
択素子、１１〜１２は低域ろ波器、１３，１４，
２２〜２４はＤタイプフリツプフロツプ、１５は
フレームタイミングパルス発生回路、１６はハン
チング制御回路、１７は同期パルス探索回路、１
８は一致不一致処理回路、１９は判別回路、２０
はゲート回路、２１は１ビツト遅延回路、２５〜
２７はExclusive−OR回路、２８はチヤンネル
選択素子、３４〜５３はAND回路、５４〜５７
はOR回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 送信部において、疑似ランダムパターン列で
   構成されたフレームパルスがそれぞれ挿入された
   少なくとも第１パスの２列及び第２パスの２列で
   構成される４列の伝送すべき第１のデジタル信号
   であつて、かつ前記第２パスの２列それぞれは同
   じ位置に同じフレームパターンが挿入され、さら
   に前記第２パスの２列には受信部における引込位
   相の変化によつても前記第１のデジタル信号のま
   まかあるいは前記第２パスの２列間の入れ替わり
   しか起こらない列が割りあてられた前記第１のデ
   ジタル信号で搬送波を多相多値変調し送信する手
   段を有し、 前記受信部において、前記変調波を位相復調し
   かつ多値識別して受信された前記第１のデジタル
   信号に対応した第２のデジタル信号を再生する手
   段と、前記第２のデジタル信号のうち前記第２パ
   スに対応する信号によりフレーム同期を確立しフ
   レームタイミングを発生する手段と、前記フレー
   ムタイミングにより前記第２のデジタル信号から
   前記送信部で挿入された前記第１パス及び第２パ
   スそれぞれのフレームパルスを抽出し、この抽出
   された前記第１パス及び第２パスのフレームパル
   スを比較することにより前記再生手段における前
   記引込位相を判別し判別信号を発生する手段と、
   前記判別信号により前記第２のデジタル信号を前
   記第１のデジタル信号と一致させて前記第１のデ
   ジタル信号を発生する手段とを含むことを特徴と
   するデジタル多値相変復調方式。