JPH03293988A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［産業上の利用分野Ｊ この発明は、磁気記録再生装置における回転ドラム千−
夕、またはキャプスタンモータの制御装置に関するもの
である。 ［従来の技愉〕 第１７ｖ４は例えば［産報出Ｆｋ　　電子科学シリーズ
、サーボ機器の実際Ｊの１６８ページ閲６−３２に示さ
れた従来のドラムサーボ系のブロック図で、図において
（１）はサーボゲイン（Ｋ、）、＋２１は位相検出に要
するむだ時間（ｅ−’ｒ＋、／ｘ）、＋３１　は制御系
の安定性および連応性を得るための補償回路、（４）は
モータに代表される制御対象（以下、［干−タＪという
）、（５）は千−タ（４）の出力速度を伝達関数］・で
位相に変換するための河ｐブロック（＋／Ｓ）、Ｑは干
−タ（４）に加わる負荷である。 第１８図は位相制御ループに加えて、速度制御ループを
含んだ従来のドラムおよびキャプスタンサーボシステム
のブロック図で９図において（７）は位相制御ゲイン（
Ｋ　ａｐ　ｃ）　、　　（８１はモータ（４）の電圧感
度すなわちモータ入力電圧に対する千−夕の発生駆動力
（トルク）の比（ＫＬ／Ｒ）で、ＫＬはモータのトルク
定数、Ｒは千−夕のコイル抵抗である。（９）はモータ
（４）の回転機構部で、回転機構部（９）が受ける力を
回転速度に変換した（　１／Ｊ　−Ｓ）で表わされ、Ｊ
はモータの回転部の慣性モーメント、Ｓは制御理論にお
けるラプラス演算子である。（１０）は速度制御ゲイン
（Ｋ　ａ　ｆ　ｃ）である。 第１９図は第１８図に示した従来の干−タｆＩＩＩ御シ
ステムが、モータの回転機構Ｎ５（９）に入力される口
前変動等で代表される外乱Ｔｇの影響が千−夕の回転速
度に影響を与えるまでにどれだけ抑圧されるかを示した
もので、図において横軸は外乱の周波数、縦軸は外乱抑
圧量（単荀ｄＢ）である。 次に動作について説明する。Ｖ　ＴＲ等の一般的な磁気
デーゾ装置におけるドラムサーボシステムは、信号の記
録時においては例えば外部からの映像入力信号に同期し
て、回転しなければならず、また再生時においては、水
晶発振子等から作り出された基準信号にドラムサーボを
ロック（回転位相を同期させる）させなければならない
。 同様に、キャプスタンサーボシステムにおいてもｔｄ録
時においては、水品発振Ｔ等から作り出された基ｌ？伝
りにキャプスタンサーボをロックさせるか、速度を一定
に制御させなければならず、＋Ｉｉ牛時においては、記
録時に磁気デーゾのリニアトラック１−に書き込まれた
コントロールパルスに同期させるか、記録トラックに信
号と同時ζご、または時分割で古き込まれたトラッキン
グ閉部シ）を丙午して得られるトラッキング情報にもと
づいて記録トラックに対する回転ヘッドの相対トラック
ずれ」ｄがなくなるように、キャプスタンモータの回転
荀相をロックさせなければならない。 このように、一般的な磁気デーゾ装置のドラムサーボシ
ステムおよびキャプスタンサーボシステムは、制御対象
であるモータ（４）の回転位相をある基準位相または目
標位相に同期させて回転させる必要がある。そのため一
般的には第１７図に示したように位相制御ループを構成
し、干−タ（４）の回転（☆相をパルスジュネレータ（
ＰＧ）　笠で検出し、この回転位相のノ＾準位相または
１−］標位相に対する相対位相ずれ咀を取り出して位相
ループゲイン（１）でゲイン補償し、さらに補償回路（
３）　にて位相補償することによって上記相対位相ずれ
量が少なくなるようにドラム千−夕やキャプスタンモー
タにフィードバックしているにの時、パルスジュネレー
タによって検出される相対荀相ずれ７Ｊが、一般的にモ
ータの１［１１転分のむだ時間（２）を含むため、むだ
時間周期によって位相ずれが大きく回るため制御帯域を
あまり伸ばせなかった。 これを改善したのが位相制御ループの他に速度制御ルー
プを付加した第１８図のシステムで、速度検出に用いる
速度検出器（ＦＧ）のむだ時間が含まないループである
ため、位相制御システムよりも位相回りが少なく、速度
制御ループがある程度広帯域化できるため、第７７図の
システムよりも制御（Ｉ域が広帯域になる。 磁気デーゾ装置のドラムサーボおよび今ヤブスタンサー
ボシステムは、−に記のような位相制御ループや速度制
御ループによりある程度の外乱］′ｇ（すなわち、デー
ブ走行負荷、軸摩擦、モータトルクリップル、外部振動
等）が制御系に入力されても、目標位相に対する位相ず
れの少ない。 すなわち速度変動の少ないシステムを実現する必要があ
る。要するに、外乱Ｔｇに対しどれくらいの速度変動を
生じるかによって制御系の性能が決定される。 第１８図において速度制御ループも位相制御ループもな
い場合の入力外乱１°ｇに対する速度変動は となり、（１）式から周波数が大きくなるにつれて（Ｓ
が太き（なるにつれて）外乱Ｔｇの影響は減少する つぎに、速度制御ループのみを設けた場合の外乱゛ｒｇ
からθまでの伝達関数を制御理論の等価変換により讐出
すると、 となり（２）式から低周波ｅｘｓ＝ｏの場合でもる。 さらに位相制御ループを付加すると 管 となり（３）式から周波数が高くなっても低くなっても
（すなわちＳが大きくなってもＳが小さくなっても）（
３）式の分母が大きくなるため大きな外乱抑圧効果が得
られる。 （３）式の特性を周波数軸上で示すと、第１９図のよう
になり、高周波域および低周波域でしだいに外乱抑圧効
果が大きくなる山形の特性になる。 この特性は、縦軸が外乱抑圧ｆｆ１（−ｄＢ）であるた
め、特性曲線が下がるほど抑圧効果が大きい。 市販されている磁気テープ装置Ｐ２では、千−夕に取り
付けられている速度検出器（Ｆ’　Ｇ　）が磁気あるい
は光を用いたエンコーダで構成され、１回転あたり数自
パルスが出力されている。これをＦ／Ｖ変換（周波数−
電圧変換）して得られる速度情報には、エンコーダの持
つ１パルス当りの時定数分だけのむだ時間を持っており
、このむだ時間が速度制御系の位相を回すため、制御系
の位相余裕を６０ｄｅｇ程度か、それ以、Ｆ確保して安
定化させる必要がある。このため速度制御のサーボ帯域
が制限され、−・般に市販されているＶ　ｌ”Ｒ等の磁
気テープ装置におけるドラム制御やキャプスタン制御の
制御帯域は、１０〜５０１−１７．程度となっている。 仮に速度検出器（ＦＧ）における工；ノコーダの１回転
当りのパルス数を多クシ、速度制御系のむだ時間を小さ
くして制御帯域を広げれば第１９図に示した山形特性の
頂点付近か下方向に押し下げられた形となり、数）１　
ｚ〜数十Ｈ７，における外乱抑圧特性を改善することが
できる。しかし、エンコーダのパルス数をその精度を維
持しながら多くすることは、コスト高につながり、また
エンコーダの大形化をまねくことになる。 また、回転機構部（９）のイナーシャを大きくしても数
十ｆｌＺ以上における外乱抑圧効果を改善することがで
きるか、これは、装置の小形化軽漬化の要請に反するこ
とになる。 ［発明が解決しようとする課題〕 従来の磁気テープ装置におけるドラムサーボおよびキャ
プスタンサーボシステムは以１のように構成されている
ので、大きな外乱抑圧効果を得るためには、高精度で、
高価な速度検出器（ｒ−’　ａ　）を使用したり１回転
機構部のイナーシャを大きくしなくてはならないため低
価格や小形軽は化が図れないという問題点があった。 この発明は、Ｆ記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、高精度で高価な速度検出器を必要とせず、
また、回転機構部の小型軽す化が図れるにもかかわらず
大きな外乱抑圧効果を有するモータの制御装置を得るこ
とを目的とする。 １課題を解決するための手段〕 この発明に係るモータ制御装置は、従来の位相制御ルー
プおよび速度制御ループに加えて、現代制御理論の同一
次元オブザ一バの手法でもってアナログ演算回路で構成
された外乱推定器でもって構成された外乱抑圧ループを
備え、さらに上記速度制御ループを構成する速度検出器
のノイズおよびむだ時間を除去するため、同じく現代制
御理論の同一次元オブザーバの手法でもってアナログ演
算回路で構成された速度推定器をＬ記外乱抑圧ループに
併用し、上記外乱推定器の出力信号を直流成分を遮断す
る高域通過フィルタを介してモータの入力側に伝達する
ように構成した点を特徴とする。 〔作用〕 この発明における外乱抑圧ループは、併用した速度推定
器によって外乱推定性能を向りさせた外乱推定器で構成
したので、大形化、高価格化をまねくことがなく、かつ
外乱推定器の出力信号は高域通過フィルタによって直流
成分が遮断されるので、上記速度推定器および当該外乱
推定器を構成するアナログ演算回路の温度変化などによ
るドリフトの影響を受けない千−夕制御装置が得られる
。 〔発明の実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する。 第１図はこの実施例のブロック図で、（１１）はモータ
１！Ｊ１転機帽１９）に入力される外乱トルク１“ｇを
推定する外乱推定オブザーバ（以下、「外乱オブザーバ
」という）である。 第２図は、この実施例の現代制御理論における最小次元
オブザーバの手法でもって構成された外乱オブザーバ（
！ｌ）のブロック図で、図において、（１２）はモータ
のトルク定数に、（２８）〜（３３）は外乱オブザーバ
の構成要素であり、Ｋｒｌはモータトルク定数Ｋを想定
した値、Ｊｎと積分器１／Ｓは回転機構部（９）の憤性
干−，メントを想定した値。 Ｇはオブザーバの性能を示す係数を表す。 第３図は第２図の外乱オブザーバ（ＩＩ）によって外乱
抑圧ループを構成し、従来の速度制御ループ、位相制御
ループに併用した時のドラムサーボシステム、もしくは
キャプスタンサーボシステムの外乱抑圧効果を横軸に周
波数、縦軸に外乱抑圧ｍ（−（ＩＢ）でもって表しだ外
乱抑１１−特性図である。 第４図は速度オブザーバ（１３）のブロック図で、図に
おいて（３７）は無駄時間やノイズを含むモータの速度
検出器（ｙ：　Ｇ）　、　（３Ｂ）は千−夕のコイル抵
抗［？とトルク定数にとオブザーバ内のアナログ回路ゲ
インやソフトウェア内乗数等により設定した部分、（３
９）は速度オブザーバ内のループゲイン、（４０）は回
転機構部（９）の慣ｆト干−メント、Ｊを（３８）と同
様に設定した部分、　（４１１は速度推定オブザーバ（
１３）の出力である推定速度である。 第５図は第４図の速度オブザーバ（１３）と第２図の外
乱オブザーバ（１１）を組合せた外乱オブザーバ（１１
）を示したブロック図で、（４２）はモータのコイル抵
抗Ｒを含めて想定した第２図中のブロック（２８）の変
形、（４３）は同様にコイル抵抗Ｒを含めて想定した第
２図中のブロック（３３）の変形、（４４）は第２図中
のブロック（３Ｉ）および（３２）を不完全積分器の形
でまとめた部分である。 第６図は、第１８図に示した従来のモータの速度制御お
よび位相制御を行う回路に、第５図で示したシステムを
適用したモータ制御系のブロック回路図で、Ｔ１００）
は従来のモータ制御回路、　＋１０１１は外乱オブザー
バ回路で従来の千−夕制御回路１１００＞から、制御型
Ｆｆ、検出速度の情報をもらって、外乱抑圧効果が改善
された制御電圧を出力する。（２（１０１はこの発明に
係るモータ制（１１＆ｌ路、（１０２１はドライブ回路
、　（＋０３１は干−タ（４）の（◇’ｆｊ情報を得る
ために干−タ（４）に設けられたＰＧ信号発生器である
。 第７図は、第６図で示したモータ制御回路＋ＺＯＯ）の
さらに詳しい構成を示すブロック回路図であり、＋１１
０１　はＦＧ倍信号周波数からモータ（４）の速度に相
当する電圧を発生するＦ−’　／　Ｖ変換器、　　＋＋
１１．　＋＋１３１．　ｆｌ＋７１〜（＋＋９）、　Ｔ
ｌ２１１．　（１２３＋は増幅器、（１１２１は位相比
較器、（＋１４１はラグリードフィルタ、＋１１５１　
、　（＋２４１　、　（＋２６１は加尊器、　＋１１６
１はノイズ除去フィルタ、　（＋２０１は位相遅れフィ
ルタ、（＋２２）、　（＋２６１　は減算器、（１１０
１〜（１１３１で速度１位相誤差発生回路（２０１＋を
構成し、（１１８１〜（＋２３１および＋１２６１　で
外乱オブザーバ回路（＋０１１を構成している。 第８図は外乱オブザーバ回路（１０１＋の他の実施例の
ブロック図で、　（＋３０１．（１３１１，（＋３２）
は直流成分を除去する。ＤＣ除去フィルタである。 第９図は外乱オブザーバ回路（＋０１）の他の実施例の
ブロック図で、　＋１５０１　、　（＋５２１は増幅回
路、　＋１６１１は減算回路、（＋６２１は増幅回路、
（＋５３１は加算回路、　（＋５４）は位相遅れフィル
タである。 第１０図は、第８図、第９図に示した制御電圧入出力部
を構成する加算回路＋１２４１の具体的な回路構成を示
す回路図、第１！図は、第８図、第９図に示した１）Ｃ
除去フィルタ（１３１１を含む速度検出回路の具体的な
回路構成を示す回路図、第１２図は、速度オブザーバ（
１３）をアナログ回路で実現した場合の回路図、第１３
図は外乱オブザーバ（１１）をアナログ回路で実現した
回路図、第１４図は、第８図、第９図に示したｌ）　Ｃ
除去フィルタＴｌ３０１．　（＋３１１をアナログ回路
で実現した回路図、第１５図は、外乱オブザーバ回路［
＋０１１の他の実施例のブロック回路図で、（１６０１
は高域除去フィルタである。 次に動作について説明する。 従来のＶＴＲにおけるドラムサーボおよびキャプスタン
サーボシステムは、第１８図に示すように１回転位相を
基準位相や目標位相に対し、同期させるために位相制御
をかけ、さらに制御帯域の向と、なめらかに追従させる
ためのダンピングをきかすために、速度制御ループも同
時に構成していた。この従来の制御システムは位相制御
の効果によって低周波域、速度制御の効果によって中周
波域、モータ慣性モーメントによって高周波域の外乱抑
圧特性を生じせしめていた。しかしモータの回転機構部
（９）　に直接前わる外乱を直接検出しているわけでは
ないため、第１９図に示した外乱抑圧特性を大きく改善
することは不可能であった。 逆に、モータに加わる外乱量を検出するかまたは推定で
きれば、外乱抑圧能力を大幅に改善することがム■能と
なる。 第１図に示したこの発明の一実施例は、外乱量を電気的
に推定する外乱オブザーバ（１１）により外乱抑圧ルー
プを構成し、積極的に外乱を抑圧することにより、外乱
抑圧特性を大幅に改汀するものであって、干−タ（４）
に加わる外乱量（外乱トルク）は、直接センサ等によっ
て測定することができないが、モータ（４）の入力電滝
と、速度検出器（３７）の出力から推定することは可能
である。この外乱オブザーバを現代制御理論の最小次元
オブザーバの手法で構成した場合、第２図に示すように
なる。実際のモータにおいては、トルク定数Ｋ　＋１２
１で示される値で駆動電流なモータコイルとマグネット
間の吸引１反発力によって生じる電磁トルクに変換され
る。この発生した電磁トルクから外乱トルクＴｇを差し
引いた残りのトルクでもってモータ回転機構部（９）が
力を受は回転し、回転速度θを生じる。このため、Ｌ配
力のつりあいを電気的に＋ｌｊ現ずれば、外乱トルク］
°ｇが推定できることになる。この推定した外乱ｒ１１
を例えば、モータに外乱トルクＴ　ｇが加わり１回転が
変動しようとすると、それを打ちけずようにｌ／Ｋ　ｎ
　（３３）イΔしてフィードフォワードで加算すると、
外乱オブザーバを含／υだモータ制御システムｔま、あ
たかも外乱トルク゛ｒ　ｇが加ｔ）っていないかのよう
に外乱トルク゛ｒ　ｇに対する速度変動を１１ち消すこ
とがｉＩ丁能となる。この外乱オブザーバ（１１）を現
代制御理論のゴビナスの最小次元オブザーバの手法でも
って構成すると、図中に一点鎖線で囲ったようになる、
最小次元オブザーバは微分器を含まないため、速度検出
器−’Ｇ）＋３７１の出力に含まれるノイズを両周波域
で増幅したり、この増幅されたノイズが外乱トルク抑圧
ループを巡回するといった聞届が生じない、この最小次
元オブザーバの構成は、千−夕を微分方程式（外乱トル
ク゛「ｇを含んだ形）で記述し、その微分り程式から現
代制御理論の状態方程式をつくり、この状態方程式を入
力であるモータ変動電流と出力である回転速度から微分
方程式を逆に解くことによって、外乱オブザーバの定数
Ｇ、Ｋｎ、Ｊｎを定めている。この外乱オブザーバの定
数を求める理論的ＪＩＷ、および設計手法については、
現代制御理論の多数の参考書によって紹介されているの
でここでは説明を省略する。 以上のように構成された第２図の外乱オブザーバ（ＩＩ
）は、干−タ（４）に加わる外乱トルクゴ°ｇを推定し
た推定外乱驕を出力するが、すべての周波数領域の外乱
トルク′「ｇを推定できるｔ）けではない、この外乱オ
ブザーバ（１１）の外乱トルク１゛ｇに対する速度変動
を、第２図のブロック図においてＳ／Ｇ 計覚すると、外乱トルク゛Ｉ’　ｇを’Ｉ＋Ｓ／Ｇ’で
抑圧して千−タ（４）に加えていることになる。Ｔなわ
ち、外乱オブザーバ（１１）の係数Ｇが外乱オブザーバ
（１１）の帯域を表すパラメータであり、外乱トルク抑
圧性能を向トさせるためには係数Ｇを大きくすればよい
ことになる。 従来の速度制御ループ、位相制御ループを会する回転ド
ラムおよびキャプスタンサーボシステムに、外乱オブザ
ーバ（１１）を用いた外乱抑圧ループを併用すると、第
３図に示すように、外乱オブザーバ帯域が５Ｏｆ（Ｚ（
すなわちＧ＝３１４ｒａｄ／　Ｓ　ｅ　ｃ　）のときに
ｌ：ｆ　３１１　ｚにおける外乱抑圧度が２０　ｄ　１
１も向上することになる。このように外乱オブザーバは
、モータに加わる外乱１例えばドラムモータについては
軸摩擦、モータトルクリヴブル、外乱振動等、キャブス
クン千−夕についてはテープ走行負荷５デーブテンシジ
ン変動によるｆ′１荷、軸ＮＩ！擦、モータトルクリッ
プル笠の外乱トルク４１　′ｒ　ｇをリアルタイムで推
定し、フィードフォワードで外乱トルク′ｒｇを打ちｄ
ｌずため、特にムービー笠における手振れ等の不確定外
乱を充分に抑圧することができる。これによって、キャ
プスタンモータサーボシステムにおけるテープ走行ムラ
が改善され、現行再生Ｖ　Ｔ　Ｒの−ｈ式であるＶ　Ｈ
Ｓフォーマットや、ベータフォーマット等におけるリニ
アオーディオのツウフラッタが減少するだけでなく、記
録時のトラック曲がり等も改善される６　ドラムモータ
サーボシステムにおいても、現行Ｖ　Ｔ　Ｒシステムに
おけるｉ［＋ｔｔ　ｖ　′ｒ　）？画面のジッタ等が減
少することはいうまでもない。 第２図に示した外乱オブザーバ（１１）を含むシステム
は、外乱抑圧ループがフィードフォワードで制御入力に
帰還されているいわば

【トん５還のループである、１［
：帰還ループが安定となるためには、−４゛べての周波
数においてゲインが１以−ドでなければならない。 例えば速度制御をほどこしたモータに第２図の外乱オブ
ザーバ（１１）を導入した場合の外乱抑圧ループの一巡
伝達関数を求めると、次のようになる。（ここにおいて
Ｋｎ＝に、、Ｉｎ＝、Ｊとする）く外乱ループの伝達特
性〉 Ｖｉｎ　Ｘ　１１／ｌｌ”ｌ（Ｆ／’／ｌにａｆｃ・に
・Ｓ）／（Ｉｔ−Ｊ）１すなわち、遅れ特性、進み特性
をかけあわせた特性に、係数Ｇおよび（＋−（Ｆ’／Ｖ
））の２つの係数が乗算されていることがｔ）かる。こ
こで注［１しなければならないのは、速曳検ｉｌｌ器（
Ｆ　Ｇ　）の伝達関数として表した（　Ｆ−’　／　Ｖ
　）は、速度検出器（１”に）が磁気的エンコーダで構
成されている場合、？′ｉ磁ムラ、ピンチムラ等による
速度検出器ノイズや、エンコーダの歯数および［【ｊ１
転数による無駄時間を含んでいない場合には、１どなる
関数である。仮にＮ−’／Ｖ）＝１となるような理想的
な速度検出器（）？　に　）が存在するとすれば、（４
）式におけるＮ−（ｒ−′／ｖ）１は［＋　−１＝　（
ｌ　］となり、（４）式の−・巡伝達関数は零となるた
め。 外乱オブザーバの性能を示す係数Ｇをいかに大きくして
も絶対安定なシステムとなる。 しかしながら実際の速度検出器（１”　Ｇ　）は理想的
ではないため、［（Ｆ／Ｖｌ≠１］となり、［１−（Ｆ
’／Ｖ）］は、何らかの値を持つため。 係数Ｇの値を大きくしてゆくと、（４）式は全体として
Ｉ　　（ＯｄＢ）を超えてしまい、システムは不安定と
なる。 よって、外乱オブザーバ（１１）の性能を示すパラメー
タである係数Ｇを大きくしつつ、システムを安定化させ
るためには、（Ｆ／Ｖ）を１に近づける。換言すれば、
速度情報信号のノイズを下げればよいということになる
。 しかし１機構的な部品によって構成される速度検出器（
ＦＧ）のノイズや無駄時間を１機構的な精度向」−や、
エンコーダの歯数の増大によって改善することは困難で
、もし、実現できたとしても、コストの増加や、千−夕
の大型化はさけることができない、よって、電気的な方
法によって、検出速度のノイズおよび無駄時間を除去す
る。このために必要となるのが第４図に示した速度オブ
ザーバ（１３）であり、現代制御理論の同一次元オブザ
−バにより構成される。第４図中、Ｋ　ｎ　／　Ｒｕ（
３８）、ｌ　／　、Ｊ　ｎ　Ｓ　（４０１はモータ（４
）のモデルを内部に持つ部分であり、検出速度と推定速
度の誤差が少なくなるようにフィードバックゲインＬ（
３９１でモータ（４）に入力側にフィードバックされる
。 このためフィードバックゲインＬ　（３１１で構成され
るループゲインが大きい周波数領域においては、検出速
度押推定速度となり、ループゲインが小さい周波数領域
においては、検出速度≠推定速度となる。すなわち、第
４図の速度オブザーバ（１３）は、速度検出器（ＦＣ）
に着磁ムラやピッチムラ笠の影響によるノイズの多い領
域、すなわち、（モータ回転周波数）×（速度検出器の
歯数／１回転）で示される周波数付近から無駄時間が多
くなる周波数取］−の領域において、ノイズや無駄時間
の含まない制御入力からモータのモデルによって推定し
た値を用い、−Ｆ記周汲数以−ドの領域においてのみ検
出速度の情報を用いるようにフィードバックゲインＬ　
（３９１調整する。そうすることによって、（４）式に
おける速度検出器＜　ｒ；　Ｇ　）に含まれるノイズや
無駄時間をある程度除去した推定速度を用いることがで
きるため、（Ｆ／Ｖ３の値は１に近づぎ、その分係数Ｇ
を大きくでき、外乱オブザーバの性能をあげることがで
きる。 以トのことから、推定速度（４１）を、外乱オブザーバ
（１１）の速度入力とする外乱抑Ｉドループが第５図に
示されるような形で構成される。ここにおいて、外乱オ
ブザーバ（１１）の速度入力は、モータ（４）に取り付
けられたエンコーダの出力なＦ／Ｖ変換した検出速度信
号から、速度オブザーバ（Ｉ３）にて無駄時間や高域ノ
イズを除去した後に得られる推定速度（４１）を用いる
。こうすることによって外乱オブザーバ（１１）に入力
される速度情ｆ４Ｊ＋４１１に含まれる無駄時間や高域
ノイズが少なく（４）式で述べたように、外乱推定オブ
ザーバ（１４）の係数Ｇが大きく取れるため、外乱オブ
ザーバ（１１）の外乱抑ル能力を向上させることができ
る。ここで、ノイズを除去するだけであれば、（☆相遅
れフィルタ等を通ずことも考えられるが、（◇相が回っ
てしまうため、ｉＦ確な外乱推定が行えなくなってしま
うことはいうまでもない。 以上、外乱オブザーバ、および速度オブザーバによって
、外乱を電気的に抑圧することが可能なシステムの構成
について主に述べてきた。 次に、ｊ１記のシステムの具体的な構成について説明す
る。 第６図に、外乱オブザーバを電気回路で実現したモータ
制御回路のブロック回路図を示す。モータ（４）の回転
連動は、モータに取り付けられている磁気的エン：Ｊ−
ダで構成されているＦＧ信号発生器（３７）によってモ
ータ回転速度情報信号と同様に千−夕に取り付けられて
いる磁気的エンコーダで構成されているＰＧ発生器（＋
０３１　によってモタ位相情報信号とによって得られる
。このモータ回転速度情報信号およびモータ回転位相情
報信号は、従来のモータ制御回路（＋００１に入力され
、従来例で説明したように２干−タ（４）の速度制御お
よび位相制御が行なわれる。この従来の千−夕制御回路
ｆ１００１の出力である制御電圧をドライブ回路（１０
２）にそのまま入力し、ドライブ回路（１０２１の出力
である駆動電流によって干−タ（４）を回転させれば、
従来例で示したシステムと同じとなる。 この発明に係るシステムは、従来のモータ制御回路（＋
００）とドライブ回路（１０２１との間に、アナログ回
路からなる外乱オブザーバ回路（外乱推定器’）　＋１
０１）を挿入することを特長としている。挿入された外
乱オブザーバ回路（＋０１１　は、従来のモータ制御回
路（Ｉｎｎ）の出力である制御電圧と。 検出速度との２つの信号を入力とし、その２つの信号を
アナログ演算して、外乱抑圧効果が改善された制御層ｒ
＋を出力する。外乱オブザーバ回路ｆ１０１）からの出
力は、ドライブ回路＋１０２１　に入力され、干−タ（
４）の外乱を電気的に抑圧した形で回転制御する。 第６図の外乱オブザーバ回路（＋０１１は、オペレーシ
ョンアンプ等による増幅器、加算器、減算器１Ｍ分器を
用いたアナログ回路によって実現できる。 第７図は、第６図で示したシステムをアナログ回路で実
現したブロック回路図で、この外乱オブザーバ回路（＋
ａｌｌ　は、速度オブザーバ（１３）を併用していない
外乱オブザーバである。図中、−点鎖線で囲んだ外乱オ
ブザーバ回路（！旧）および加ｐｍ　＋１２４＋を除い
た部分が従来例で説明した従来の速度制御ループおよび
位相制御ループであるので説明を省略する。 この実施例の外乱オブザーバ回路＋１０１１は、第２図
で示した外乱オブザーバ（１１）の構成を電気的に実現
している。すなわち、第２図中の（２８）、　（２９１
、＋３０１　、　（３３１がそれぞれ第７図中のＴＩ＋
８１゜１１＋９）　、　ｒ１２１３．　［＋２３）に相
当し、第２図中の（３１）および（３２）からなる口帰
還ループが位相遅れフィルタ（＋　２０１　に相当して
いる。そして第２図中の（２８）と（２９）の加算演算
、および（３０）と（３１）の減算演算は、それぞれ第
７図中の加算器（＋２６１および減算器（＋２２＋で実
現している。そして第２図中の外乱オブザーバ（１１）
の出力である（３３）の出力と、制御入力との加箕演ｐ
は第７図中の加算器（＋２４１で実現している。 つぎに、第７図の外乱オブザーバ回路（１月）をオペレ
ーションアンプを用いたアナログ回路で実現した一例を
第１３図に示す、この回路は、片電源回路で実現されて
おり、基ＮＩ！電πは電源電圧の半分の値とし、外乱オ
ブザーバ回路［１０１１内のアナログ演算は、すべて基
準電圧を中心とした交流成分のみの演算を行う構成とな
っている。このように構成されたアナログ演算回路に、
直流成分を含んだ信号を入力すると、ダイナミックレン
ジがせまく制限され問題となる。また、オブザーバ回路
をアナログ回路で実現したので、アナログ演ｐ回数が増
加するに従い１回路オフセットかドリフトの影響を受け
、結局、正確な外乱用を推定できなくなる危険性がある
。第８図はこの難点を解消するもので、速度オブザーバ
（１３）を併用していない外乱オブザーバ回路を示すブ
ロック回路図である。この実施例では、外乱オブザーバ
回路Ｔｌ０Ｉ）への入出力信号の直流成分を除去するこ
とで、アナログ演算回路の回路オフセット及びドリフト
の問題を解決している０図中、（１１８１〜（＋２６１
　は、第７図で示した外乱オブザーバ回路１１０１１　
と同様であるが、検出速度入力部に、アナログ検出速度
信号の直流成分を除去するＤＣ除去フィルタ４１３１）
を挿入し、アナログ検出速度信号の直流成分を除いたイ
１）号を外乱オブザーへのアナログ＠算回路に入力する
。同様に、外乱オブザーバ回路（＋０１１に入力される
他のイ＝号である制御入力、ここでは従来の千−夕制御
回路ｔ＋ｏｏ＋からの制御電圧入力部にＩ）　Ｃ除去フ
ィルタ（＋３０１を挿入し、従来の制御回路におけるア
ナログ制御電圧信号の直流成分を除いた信号を外乱推定
オブザーバのアナログ演ｐ回路に入力するように構成し
たものである。 この２つの入力部におけるＤ　Ｃ除去フィルタ＋１３０
１．　ｆ＋３１１を、オペレーションアンプを用いたア
ナログフィルタ回路によって実現した一例を第１４図に
示す。この回路では、入力（Ｉｉ号をィルタを通したも
のをオペレーションアンプの正端子に、入力信号をオペ
レーションアンプの負端子に入力するようにしている。 このようにすればＲ４ 、正端子と負端ｆとの−倍の差動増幅器となりＲ３ 、この回路全体で見れば、入力信号の直流成分が除去さ
れ、出力信号は、基準電圧を中心とした交滝信号が得ら
れることになる。ただし、この場合の出力信号は反転し
た形となる。 なお、この回路では、起動時に問題が生じる６すなわち
、オペレーションアンプの正端子に入力される信号が、
入力信号の直流成分となるまでにれまでの期間のオペレ
ーションアンプ出力は、何らかのオフセットをもった信
号となる。そのオフセット量が大きい場合、アナログ演
算回路で構成されたオブザーバの推定外乱出力は大きく
誤った出力を発生し、再生画像に悪影響をおよばず危険
性がある。そこで、起動時に正端子と入力信号との間の
低域通過フィルタのコンデンサＣ０に、基準電圧を瞬時
に充電するため、第１４図に示すようにトランジスタＦ
ＥＴと、抵抗Ｒ３を設けている。ＶＥＴは、起動時制御
用信号によって０Ｎ１０　ＦＦ　Ｌ、　、起動時制御用
信号は起動時のみ一瞬でＦ　Ｅ　ＴがＯＮするよつにな
っている。こうすることによって、起動時の入力信号の
ｌ）　Ｃ成分と、オペレーションアンプの正端子との電
圧差は、（入力信号のＤＣ成分電Ｊ（：）−（基準電圧
）分だけとなるため、ｌ’［：、１’やＲ１を設けない
場合と比べて、大幅に小さくなり、１端ｒが入力信号の
直流成分の電圧となるまでの時間を短絡できるとともに
、起動時のオブザーバへの入力信号のオフセット川を減
少することができる。 なお、Ｄ　Ｃ除去フィルタは、第１４図に示した構成に
限られるものではなく１例えばＦＥＴをアナログ演算回
路で構成するとか、その能様々な構成が考えられるが、
オブザーバ入力信号のＤＣ成分を除去するものであれば
そのような構成のものでも良いことはいうまでもない。 第９図は、第５図の原理説明で示した速度オブザーバ（
＋３）による推定速度を速度入力とする外乱オブザーバ
（１１）を電気的に実現した一例を示すブロック回路図
である５第５図中の１２８）、　＋３９１．　（４０）
からなるループが第９図中の＋１５１１　、　Ｔｌ５２
１　、　＋１５３１　。 （＋５４１　からなるループに、第５図中の（３７）が
第９図中の＋１５０）にそれぞれ対応し、ている。第９
図中のその他の回路構成は、第８図ですでに詳細に示し
た構成と同笠であるので説明を省略する、第５図を用い
てすでに説明したように、第９図のような外乱オブザー
バは、第８図で示した外乱オブザーバに比べ、外乱抑圧
性能が向トした構成となっている。 なお第５図のブロック図で示した構成を電気的に実現し
た一例として第９図を示したが、第５図の構成を電気的
に実現可能な構成であれば他の構成であってもよいこと
は言うまでもない。 以上に述べてきたような原理および回路構成によって、
モータのエンコーダの山数を増やしたり、モータのイナ
ーシャを大きくしたりといった高価な機械的な変更を伴
うことなく安価な電気的な手段のみによって５モータの
外乱抑圧特性を改ｎすることができる。 第１５図は第９図に示した外乱オブザーバ回路の変形例
のブロック回路図で、この実施例は、第９図中の減ｐ回
路１１２２）と増幅回路＋１２３）との間に、高域除去
フィルタ＋１６０１　を挿入した構成となっている。 −・般に外乱オブザーバの出力である推定外乱１３号に
、高域除去フィルタをかけて制御を行うと。 推定外乱信号の高周波数成分が除去され、外乱の高周波
数成分が抑圧できなくなり、外乱抑圧効果が期待できる
周波数（１）域がせまくなるため、外乱抑圧制御という
見地から見れば性能は低下する６ところが、外乱の周波
数が、比較的低い５限られた周波数帯内にあることがわ
かっているような状況の場合を考えると、外乱オブザー
バが抑圧すべき周波数帯域はせまく限られた範囲で長く
、その範囲での抑圧効果が最大になるように外乱オブザ
ーバを構成する方が有効である。 第１５図に示した実施例はまさに上記のような状況の場
合において制御系を構成した例である。 第９図で示した外乱オブザーバ回路（＋０１１が、推定
可能なすなわち補正可能な外乱の周波数帯域を仮にＡ　
Ｈ７，〜Ｂ　ｔＩ　ｙ、としよう６そしてここで、制御
対象であるモータに加わる外乱の周波数スペクトラムが
Ａ　ＩＩ　ｚとＢＨｚの間の限られた周波数、例えばＣ
Ｈ７，（Ａ　＜　Ｃ＜　＜　８　）付近にかたよってい
ることがあらかじめわかっている場合を考える。このよ
うな場合、外乱オブザーバが抑圧すべき外乱の周波数は
、ＣＨｚ付近とわかっているので、ＣｔＩ　ｚ付近での
外乱抑圧効果が最大になるように外乱オブザーバを構成
すればよい。 第９図のシステムにおいて、ＤＣ除去フィルタ（＋３２
１の出力は、第５図で説明したように係数Ｇで制限され
た帯域内での推定外乱出力である。 係数Ｇを大きくすれば、推定できる外乱の帯域は広くな
るが、安定性を調べると（４）式中の（Ｆ／Ｖ）の値に
よって係数Ｇの値が限定されてしまうことにすでに述べ
た。（Ｆ／Ｖ）はいわば速度情報信号に含まれる。ノイ
ズの度合を示す関数であった。今、外乱の周波数がＣ１
１ｚ付近であり、Ｃ１１Ｚ付近の周波数以外の帯域にお
いては外乱量は零とわかっているので、外乱推定オブザ
ーバが推定可能な外乱の周波数は、必ずしもｎ；１述の
ＲＩｔ　ｚまで必要ではないことがｔ）かる。ここでは
外乱の周波数がＣ１１７付近とわかっているので、第９
図の回路構成の場合を考えると、Ｃ−！３　Ｈｙ、の帯
域においては、外乱オブザーバ回路（１０１１が推定す
る外乱Ｔは２ずなわちノイズ（Ｆ／Ｖ）となることがわ
かる３そこで第１５図の実施例においては、（ｌ・／Ｖ
）を減少させる、０昧で、カットオフ周波数がＣｊｌ　
ｚ以りの高域除去フィルタ（１６０１でもって外乱推定
オブザーバの出力すなわち推定外乱信号の高周波成分を
除去する。このように構成すると、（＋−”／Ｖ）が減
少したことになり、ｌＴ−帰還ループからなる外乱抑圧
ループ間を巡回するノイズ成分が減少するため、より安
定化される、その結果、外乱量１１；ループの帰還ゲイ
ンを１に近づけることが可能となり、Ｃｔｉ　：ｙ、付
近の４ｊＦ域における外乱抑圧率を大きくとることが可
能となる６以十、第１５図に示した実施例の概・シにつ
いて述べたが、例えば外乱の周波数がａ　ＨＺ、　β［
１７と飛び飛びの値をとることがわかっている場合は、
第１５図における高域除去フィルタ［１６０＋　をａ　
Ｉｆ　ｚ　、　　βＨ７，・・・を選択的に通過させる
くし形フィルタに変えてやると同笠の効果が得られるこ
とは八′うまでもない。 また、外乱の周波数がＣＩＩＺに限定されている場合に
おいては、第１５図における高域除去フィルタ１１６０
）を５中心周波数がＣＨＺであるバンドパスフィルタに
すれば同専もしくは同等以りの効果があることは言うま
でもない。 ［発明の効果］ 以Ｉ゛のように、この発明によれば従来のイ☆相制御ル
ープおよび速度νｉｇＤループに加えて現代ｔｌ＋御理
論の同一次元オブザーバで実現されるエンコ】−ダの実
測速度に含まれる高域ノイズやむだ時間を除去した推定
速度情報を得る速度推定器と、同じく１記同一次元オブ
ザーバで実現される外乱トルクによっ（モータに加えら
れる外乱ｌ′ｉｊｆ！−推定する外乱推定器とで構成さ
れた外乱抑圧ループ間−バ回 特性を、モータのエンコーダの山数を増やしたり、モー
タのイナーシャを大きくしたりといった高コストな機械
的な変更を伴うことなく安価な電気回路によって向［−
できるため、安価で高性能１、−；、精度なモータ制御
装置が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例原理を説明するためのブロ
ック図、第２図はこの実施例の外乱オブザーバの構成を
示すプロ・ンク図、第２３図はこの実施例の干−タサー
ボシスデムの外乱抑ｒ＋特ヤｌを示す図、第４図はこの
発明の・Ｂ：部を構成する速度オブザーバのブロック図
、第５Ｍは第４図の速１９オブザーバと第２図の外乱オ
ブザーバを絹み合せにこの発明に係る外乱オブザーバを
小１ブロック図、第６図は第５図に示した外乱オブザー
バを備えた干−タの速度制御および位相制御系のブロッ
ク回路図、第７図は第６図に示した千−タ制御回路アナ
ログ回路で構成したブロック回路図、第８図は第７図に
示した外乱オブザーバ回路の他の構成例のブロック回路
図、第９図は第５図に示した外乱オブザーバを演算回路
で構成したブロック回路図、第１０図は第８図および第
９図中に示した油質回路の具体的構成例を示す回路図、
第１＋図は同じく速度検出回路を示す図、第１２図は速
度オブザーバをアナログ回路で構成した回路図、第１３
図はこの発明の一実施例における外乱オブザーバ回路を
アナログ回路で構成した回路図、第１４図は第８図およ
び第９図中に示したＪ）　Ｃ除去フィルタをアナログ回
路で構成した回路図、第１５図は第９図に示した外乱オ
ブザーバ回路の他の実施例のブロック回路図、第１６図
は第１５図中の高域除去フィルタおよび増幅器のｆ１体
的なｌ語構成例を示す回路図、第１７閃は従来の位相制
御ループを備えたモータ制御システムを示すブロック図
、第１８図は従来の位相制御ループと速度制御ループを
併用したモータ制御システムのブロック図、第１９図は
第１８図に示し、た従来のモータ１４制御システムの外
乱抑Ｊ−，Ｅ特性を示す図である。 （４）・・・制御対象（モータ） （５）・・・演サブロック（積分器） ＋７１−・・位相制御ゲイン ＋８１−・・千−夕の電圧感度 （９１−・・モータの回転機構部 １０１−・・速度制御ゲイン １１）・・・外乱オブザーバ ２）・・・千−夕のトルク定数 １３）・・・速度オブザーバ １００）・・・従来のモータ制御回路 ＋０１）　・・・外乱オブザーバ回路 ＋３［１）、　１１３１１．　＋１３２）・−Ｄ　Ｃ除
去フィルタなお、各図中、同一符号は同一、または相当
部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）モータの回転位相検出器、もしくは当該モータの
   回転により走行せられるテープ状の記録媒体に記録され
   た位置信号からの情報にもとづいて当該モータの回転位
   相をある基準位相もしくは目標位相に周期させて回転さ
   せる位相制御手段と、当該モータに取り付けられたエン
   コーダで得られるモータの回転速度情報にもとづいて当
   該モータの回転速度を一定に制御する速度制御手段と、
   当該モータの駆動電流もしくは駆動電圧の情報を当該モ
   ータの伝達特性を電気的に模擬した等価回路に入力し、
   その出力として得られる推定速度を上記エンコーダから
   の実測速度との誤差が少なくなるようにフィードバック
   ループを構成した、現代制御理論の同一次元オブザーバ
   で実現せられる上記エンコーダからの実測速度に含まれ
   る高域ノイズやむだ時間を除去した推定速度情報を出力
   するアナログ回路で構成された速度推定器と、当該モー
   タに印加される駆動電流もしくは駆動電圧の情報と上記
   速度推定器からの推定速度情報にもとづいて当該モータ
   に加えられている外乱量を推定する現代制御理論におけ
   る最小次元オブザーバで実現せられるアナログ回路で構
   成された外乱推定器と、上記外乱推定器により当該モー
   タの回転機構部に加わっている外乱量を推定し、その推
   定外乱情報を所定のゲインでフィードフォワードでモー
   タの制御電圧にもどす構成の外乱抑圧制御器と、上記速
   度推定器に入力される上記エンコーダからの実測速度情
   報信号、上記速度推定器と外乱推定器に入力される当該
   モータの駆動電流もしくは駆動電圧信号および上記外乱
   推定器の出力である推定外乱情報信号を、それぞれ低域
   成分を除去して次段に伝達する高域通過フィルタとを備
   えた記録再生装置のモータ制御装置。