JPH03249813A - サンプリング周波数乗換フィルタ回路 - Google Patents

サンプリング周波数乗換フィルタ回路

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JPH03249813A
JPH03249813A JP2047010A JP4701090A JPH03249813A JP H03249813 A JPH03249813 A JP H03249813A JP 2047010 A JP2047010 A JP 2047010A JP 4701090 A JP4701090 A JP 4701090A JP H03249813 A JPH03249813 A JP H03249813A
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章浩 菊地
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近藤　紀陽
Takashi Kobashi
貴志 小橋
Fumiaki Kato
文昭 加藤
Katsuaki Hirota
廣田　克明
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  • Automatic Focus Adjustment (AREA)
  • Transforming Light Signals Into Electric Signals (AREA)
  • Color Television Image Signal Generators (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、例えば１ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素
子（サンプリング周波数４ｆｓｃ）から得られるディジ
タル信号と、１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素子（サ
ンプリング周波数（８／３）ｆｓｃ）から得られるディ
ジタル信号とを、同一のサンプリング周波数のディジタ
ル信号として処理できるようにするためのサンプリング
周波数乗換フィルタに関する。
〔発明の概要〕
この発明は、第１のサンプリング周波数（例えばサンプ
リング周波数（８／３）ｆ、ｃ）のディジタル信号を第
２のサンプリング周波数（例えばサンプリング周波数４
ｆ、ｃ）に乗換えさせるとともに、第１のサンプリング
周波数のディジタル信号に対して、所定の周波数特性を
持たせるようにしたサンプリング周波数乗換フィルタ回
路において、入力された第１のサンプリング周波数のデ
ィジタル信号を所定量遅延させる遅延回路と、入力され
た第１のサンプリング周波数のディジタル信号を第２の
サンプリング周波数で取り込む第１のフリップフロップ
と、遅延回路を介して所定量遅延された第１のサンプリ
ング周波数のディジタル信号を第２のサンプリング周波
数で取り込む第２のフリップフロップと、第１のフリッ
プフロップの出力と第２のフリップフロップの出力とを
加算する加算回路と、第１のサンプリング周波数と第２
のサンプリング周波数との公倍数の関係にある周波数で
第１のサンプリング周波数のディジタル信号をオーバー
サンプリングし、これを所定の周波数特性のフィルタを
介し、第２のサンプリング周波数でリサンプルしたのと
等価な出力が加算回路から得られるように、第１及び第
２のフリップフロップに入力される信号を制御する制御
回路とを備えるようにしたことにより、例えば１ライン
５１０画素のＣＣＤ撮像素子（サンプリング周波数（８
／３）ｆｓｃ）から得られるディジタル信号と、１ライ
ン７６０画素のＣＣＤ撮像素子（サンプリング周波数４
ｆｓｃ）から得られるディジタル信号とを同一のサンプ
リング周波数で処理できるようにするとともに、周波数
２ｆ０でリサンプルした時に発生する折り返し歪みの影
響を軽減できるようにしたものである。
〔従来の技術〕
合焦位置では、ＣＣＤ撮像素子からの輝度信号中の中高
域レベルが最大となることから、ＣＣＤ撮像素子からの
輝度信号中の中高域成分をバイパスフィルタで取り出し
、この中高域成分のレベルを所定のフォーカスエリア内
で積分して評価値を求め、この評価値が最大となるよう
に、レンズを位置制御して、合焦位置を得るようにした
オートフォーカス回路が知られている。従来のこの種の
オートフォーカス回路においては、ＣＣＤ撮像素子から
の輝度信号中の中高域成分を取り出すのにアナログのバ
イパスフィルタが用いられている。
ところが、アナログ回路は、温度特性が良くないととも
に、小型化が困難である。そこで、ＣＣＤ撮像素子から
のビデオ信号をディジタル化し、オートフォーカス制御
をディジタル回路で行うようにしたものが提案されてい
る。
オートフォーカス回路をディジタル回路化する場合、Ｃ
ＣＤ撮像素子からの輝度信号中の中高域成分を取り出す
のに、ディジタルバイパスフィルタが用いられる。ディ
ジタルバイパスフィルタの特性は、ディジタル信号のサ
ンプリング周波数により変わってくる。ＣＣＤ撮像素子
には、例えば１ライン５１０西素のものと、１ライン７
６０画素のものとがあり、１ライン５１０西素のＣＣＤ
撮像素子の場合、サンプリング周波数は（８／３）ｆｓ
ｃ　（ｆｓｃ：カラーサブキャリア周波数）となり、１
ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素子では、サンプリング
周波数は４ｆｓｃとなる。
したがって、例えば１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素
子と１ライン７６０西素のＣＣＤ撮像素子とに対して同
一構成のディジタルバイパスフィルタを用いてオートフ
ォーカス回路を構成する場合には、ＣＣＤ撮像素子から
のサンプリング周波（８／３）ｆｓｃ又はサンプリング
周波数は４ｆｓｃのディジタル信号を、共通のサンプリ
ング周波数に乗換えさせる必要がある。
〔発明が解決しようとする課題〕
そこで、ＣＣＤ撮像素子からのサンプリング周波数（８
／３）又はサンプリング周波数４ｆｓｃのディジタル信
号を、共通なサンプリング周波数２ｆ、ｃに乗換えさせ
ることが考えられる。
ところが、サンプリング周波数（８／３）ｆｓＣ又はサ
ンプリング周波数４ｆｓｃのディジタル信号を、そのま
まサンプリング周波数２ｆ、ｃに乗換えさせると、折り
返し歪みの影響を受けるという問題が生じる。
このような折り返し歪みの影響を除去するために、サン
プリング周波数（８／３）ｆｓｃの場合とサンプリング
周波数４ｆｓｃのディジタル信号の場合とで、別々のフ
ィルタを用意すると、回路規模が大きくなるという問題
が生じる。
したがって、この発明の目的は、画素数の異なるＣＣＤ
撮像素子からのディジタル信号を同一のサンプリング周
波数に乗換えさせるとともに、回路規模を増大させるこ
となく、折り返し歪みの影響を軽減できるサンプリング
周波数乗換フィルタを捷供することにある。
〔課題を解決するための手段〕
この発明は、第１のサンプリング周波数のディジタル信
号を第２のサンプリング周波数に乗換えさせるとともに
、第１のサンプリング周波数のディジタル信号に対して
、所定の周波数特性を持たせるようにしたサンプリング
周波数乗換フィルタ回路において、 入力された第１のサンプリング周波数のディジタル信号
を所定量遅延させる遅延回路９６と、入力された第１の
サンプリング周波数のディジタル信号を第２のサンプリ
ング周波数のクロックで取り込む第１のフリップフロッ
プ９９と、遅延回路９６を介して所定量遅延された第１
のサンプリング周波数のディジタル信号を第２のサンプ
リング周波数のクロックで取り込む第２のフリップフロ
ップ１００と、 第１のフリップフロップ９９の出力と第２のフリップフ
ロップ１００の出力とを加算する加算回路１０１と、 第１のサンプリング周波数と第２のサンプリング周波数
との公倍数の関係にある周波数で第１のサンプリング周
波数のディジタル信号をオーバーサンプリングし、これ
を所定の周波数特性のフィルタを介し、第２のサンプリ
ング周波数でリサンプルしたのと等価な出力が加算回路
１０１から得られるように、第１及び第２のフリップフ
ロップ９９、ｌＯＯの入力を制御する制御回路９５．９
８．１０４．１０５．１０６と を備えるようにしたことを特徴とするサンプリング周波
数乗換フィルタである。
〔作用〕
サンプリング周波数（８／３ｆ、、）のディジタル信号
を、サンプリング周波数４ｆ、ｃと公倍数の関係にある
サンプリング周波数８ｆｓｃでオーバーサンプリングし
、 Ｈ（Ｚ）＝　　　　　（１＋２２−’＋２２−”＋Ｚ−
３）で示す伝達関数のフィルタを介して出力させると、
出力データＤ＋　Ｓｄｌ　％　Ｄｚ　、ｄｓ　、・・・
は、ＤＩ＝　（ＡＩ＋２８．　＋２８ｔ　＋Ａｚ　）ｄ
ｉ　＝　（ａｔ　＋２８ｔ　＋２Ａ、　十ａ３）Ｄｚ＝
（ａｘ ｄｚ＝（Ａｘ Ｄ３　＝（ａｉ ｄｓ　　＝　　（ａｎ Ｄ＝＝（Ａ３ ＋２Ａ２ ＋２ａ。
＋２ａ４ ＋２Ａ。
＋２ａ。
＋２　ａ３ ＋２ａ４ ＋２Ａ。
＋２ａ。
＋２ａ。
十ａ。
＋Ａ！ ＋ａＳ ＋ａａ ＋Ａ４ 左なる。
データａＩＳ　ａＺ は０であるから、 Ｄ、＝Ａ、＋Ａ。
ｄ、＝２Ａ！ Ｄ、＝２Ａ。
ｄｉ　＝Ａｚ　＋Ａ！ Ｄ！＝２Ａ。
ｄｓ＝２Ａｓ Ｄａ　＝Ａｉ　＋Ａ４ ａｓ　　、ａｓ　　、ａｓ　　％　　ａｈ　　”’＾な
る。
このようなディジタル信号をサンプリング周波数４ｆｓ
ｃでリサンプルすると、 Ｄｒ＝Ａ＋、＋Ａ！ Ｄｚ−２Ａｚ Ｄｓ　　＝　２　Ａｓ Ｄ４　　＝Ａ３　　＋Ａ４ Ｄｓ　　＝　２　Ａａ Ｄ　ｂ　　＝　２　Ａ　ｓ 去なる。
サンプリング周波数（８／３）ｆ、ｃの入力信号の場合
、帯域制限をしてサンプリング周波数を４ｒｓｃに変換
するには、このようなデータが順次出力されるようなハ
ードウェアを実現すれば良い。
フリップフロップ９６により、位相の異なる入力データ
が形成され、これがスイッチ回路９５及び９８をそれぞ
れ介してフリップフロップ９９及び１００にそれぞれ取
り込まれる。フリップフロップ９９の出力とフリップフ
ロップ１００の出力とが加算される。スイッチ回路９５
及び９８を制御して、入力データ及びフリップフロップ
９６により所定量遅延された入力データ信号と前回まで
７　＋Ｊツブフロップ９９及び１００にそれぞれ蓄えら
れていたデータとが選択的にフリップフロップ９９及び
１００にそれぞれ取り込まれる。これにより、上述のよ
うなディジタル信号り、　、Ｄ２、Ｄ、　、Ｄ、・・・
が得られる。
サンプリング周波数が４ｆｓｃの場合には、スイッチ回
路９５及び９８が一方に固定される。これにより、 Ｈ（Ｚ）　＝−Ｎ＋Ｚ−’） なる特性のフィルタを介されたデータが得られる。
〔実施例〕
この発明の実施例について、以下の順序に従って説明す
る。
ａ、ビデオカメラの全体構成 り、オプティカルディテクタについて ｂｌ、エリア設定回路 ｂ２．Ｙ分離回路、Ｃ分離回路 ｂ３．ＡＦ検出回路 ｂ４．ＡＥ検出回路 ｂ５．ＡＷＢ検出回路 Ｃ１乗換フィルタについて ｃｌ、Ｙ分離回路の構成 Ｃ２，１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた場
合の乗換フィルタの構成 Ｃ３，１ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた場
合の乗換フィルタの構成 Ｃ４，Ｙ分離回路の特性 ａ、ビデオカメラの全体構成 第３図は、この発明を適用することができるビデオカメ
ラの全体構成を示すものである。第３図において、１は
レンズ、２はＣＣＤ撮像素子である。ＣＣＤ撮像素子２
の受光面に、レンズ１を介された被写体像が結像され、
ＣＣＤ撮像素子２から撮像信号が得られる。
レンズ１には、第４図に示すように、固定レンズＦ１（
１群レンズ）、ズームレンズＦ２（２群レンズ）、固定
レンズＦ３（３群レンズ）、フォーカスレンズＦ４（４
群レンズ）が配設される。
ズームレンズＦ２と固定レンズＦ３との間に、ＰＮフィ
ルタ１７、アイリスリング１８が配設される。フォーカ
スレンズＦ４に対向して赤外線カット用のダミーガラス
１９が配設される。
フォーカスレンズＦ４を移動させることで、合焦位置が
得られる。このフォーカスレンズＦ４の位置は、フォー
カス駆動モータ３により移動可能とされる。フォーカス
駆動モータ３としては、精度の高い制御が容易に行なえ
るように、ステップモータが用いられる。このステップ
モータは、振動や雑音の低減のために、ドライバー１３
により正弦波で駆動される。また、レンズｌ内のアイリ
スリング１８の開閉がアイリス駆動モータ４により制御
される。アイリスリング１８の開閉状態は、例えばホー
ル素子からなるアイリス位置検出器５で検出される。ま
た、ズームレンズＦ４の位置がズーム位置検出器６で検
出される。アイリス位置検出器５、ズーム位置検出器６
の出力がシステムコントローラ１２に供給される。
ＣＣＤ撮像素子２としては、例えば補色市松格子上の画
素配列のものが用いられる。このような画素配列のＣＣ
Ｄ撮像素子２には、第５図に示すように、シアン（Ｃｙ
）の画素と黄色（Ｙｅ）の画素とが繰り返されるライン
Ｌ１が１ライン毎に配列され、このシアン（Ｃｙ）の画
素と黄色（Ｙｅ）の画素とが繰り返されるラインＬ１の
間に、緑（Ｇ）の画素とマゼンタ（Ｍ）の画素とが繰り
返されるラインＬ２と、マゼンタ（Ｍ）の画素と緑（Ｇ
）の画素とが繰り返されるラインＬ３とが交互に配列さ
れる。
ＣＣＤ撮像素子２の画素数としては、例えば１ライン５
１０画素のものと、１ライン７６０画素のものとを用い
ることができる。１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素子
を用いた場合、周波数（８／３）　ｆ　ｓ　ｃ　（＃９
．　５５ＭＨｚ）の転送りロックがＣＣＤ撮像素子２に
与えられる。１ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素子を用
いた場合、周波数４ｆ　ｓ　ｃ　（”、　１４．　３２
ＭＨｚ）の転送りロックがＣＣＤ撮像素子２に与えられ
る。
ＣＣＤ撮像素子２の出力がサンプルホールド回路７に供
給される。ＣＣＤ撮像素子２として補色市松格子上の画
素配列のものを用いた場合、サンプルホールド回路７で
、２画素分づつ出力されるＣＣＤ撮像素子２の出力信号
がサンプルホールドされる。サンプルホールド回路７の
出力がＡＧＣ回路８を介してＡ／Ｄコンバータ９に供給
される。
Ａ／Ｄコンバータ９で、ＣＣＤ撮像素子２の出力が例え
ば１０ビツトでディジタル化される。
Ａ／Ｄコンバータ９の出力がディジタルビデオ信号処理
回路１０に供給されるとともに、オプティカルディテク
タ１１に供給される。オプティカルディテクタ１１で、
オートフォーカス制御のためのＡＦ検出信号と、自動露
光のためのＡＥ検出信号と、オートホワイトバランスの
ためのＡＷＢ検出信号が形成される。
オプティカルディテクタ１１とシステムコントローラ１
２とは、シリアルインターフェースを介して、双方向に
接続される。このシリアルインク−フェースを介して、
オプティカルディテクタ１１とシステムコントローラ１
２とは、例えば１垂直期間毎に信号のやり取りが行われ
る。システムコントローラ１２からオプティカルディテ
クタ■１に、フォーカス検出エリア設定信号、露光検出
エリア設定信号、ホワイトバランス検出エリア設定信号
等が供給される。オプティカルディテクタ１１からシス
テムコントローラ１２に、ＡＦ（オートフォーカス）検
出信号、ＡＥ（オートエクスポジャー）検出信号、ＡＷ
Ｂ　（オートホワイトバランス）検出信号等が供給され
る。
オプティカルディテクタ１１からシステムコントローラ
１２に送られてくるＡＦ検出信号に基づいて、システム
コントローラ１２からレンズ駆動信号が出力される。こ
のレンズ駆動信号がドライバー１３を介してフォーカス
駆動モータ３に供給される。これにより、フォーカスレ
ンズＦ４の位置が合焦位置になるように制御される。
オプティカルディテクタ１１からシステムコントローラ
１２に送られてくるＡＥ検出信号に基づいて、システム
コントローラ１２からアイリス制御信号が出力されると
ともに、ＡＧＣ制御信号が出力される。このアイリス制
御信号がドライバー１４を介してアイリス駆動モータ４
に供給される。
また、このＡ　Ｇ　Ｃａ開信号がＤ／Ａコンバータ１５
を介してＡＧＣ回路８に供給される。これにより、ＣＣ
Ｄ撮像素子２からの撮像信号レベルに応じてアイリスリ
ング１８が開閉されるとともに、ＡＧＣ回路８のゲイン
が設定される。
ディジタルビデオ信号処理回路ｌＯで、輝度信号及びク
ロマ信号が信号処理される。この信号処理された輝度信
号及びクロマ信号がＤ／Ａコンバータ１５Ａ及び１５Ｂ
を介してそれぞれアナログ信号に変換され、出力端子１
６Ａ及び１６Ｂからそれぞれ出力される。
ｂ、オプティカルディテクタについて 第７図は、オプティカルディテクタ１１の構成を示すも
のである。
このオプティカルディテクタ１１は、前述したように、
オートフォーカス制御のためのＡＦ検出信号、自動露光
のためのＡＥ検出信号、オートホワイトバランスのため
のＡＷＢ検出信号等、光学的制御のための検出信号を形
成するものである。
オプティカルディテクタ１１には、破線で囲んで示すＡ
Ｆ検出回路２１、ＡＥ検出回路２２、ＡＷＢ検出回路２
３が配設される。
ｂｌ、エリア設定回路 オプティカルディテクタ１１には、オートフォーカスを
行うためのフォーカス検出エリアを設定するためのＡＦ
エリア設定回ＷＩ２４、自動露光のための露光検出エリ
アを設定するためのＡＥエリア設定回路２５、オートホ
ワイトバランス制御のためのホワイトバランス検出エリ
アを設定するＡＷＢエリア設定回路２６が設けられる。
更に、表示用のエリアを設定するための表示用エリア設
定回路２７が設けられる。
ＡＦエリア設定回路２４、ＡＥエリア設定回路２５、Ａ
ＷＢエリア設定回路２６には、シリアル入力ポート２日
を介して、システムコントローラ１２からフォーカス検
出エリア設定信号、露光検出エリア設定信号、ホワイト
バランス検出エリア設定信号がそれぞれ供給される。
フォーカス検出エリア設定信号に基づき、ＡＦエリア設
定回路２４で、例えば２つのフォーカス検出エリアが設
定される。露光検出エリア設定信号に基づき、ＡＥエリ
ア設定回路２５で、例えば２つの露光検出エリアが設定
される。ホワイトバランス検出エリア設定信号に基づき
、ＡＷＢエリア設定回路２６でホワイトバランス検出エ
リアが設定される。これらのエリアの位置や大きさは、
任意に設定することが可能である。
更に、表示用エリア設定回路２７には、シリアル入力ポ
ート２８を介して、システムコントローラ１２から表示
用エリア設定信号が供給される。
この表示用エリアの位置や大きさは、任意に設定できる
。
ＡＦエリア設定回路２４、ＡＥエリア設定回路２５、Ａ
ＷＢエリア設定回路２６、表示用エリア設定回！２７の
出力は、セレクタ３０を介して、出力端子４７から選択
的に出力可能とされる。なお、セレクタ３０では、複数
のエリア設定用の信号を選択することもできる。セレク
タ３０で選択されたエリア設定信号に基づくエリアがフ
ァインダに表示される。したがって、制御に用いている
エリアと同一のエリアをファインダに表示させることも
、制御と異なるエリアをファインダに表示させることも
できる。
また、この表示用エリアを利用して、タイトラー等の取
込み位置、電子ズームの取込み位置等を指定できる。
オプティカルディテクタ１１からシステムコントローラ
１２には、シリアル出力ポート２９を介して、ＡＦ検出
信号、ＡＥ検出信号、ＡＷＢ検出信号が供給される。
ｂ２．Ｙ分離回路、Ｃ分離回路 第７図において、入力端子３１に、第３図におけるＡ／
Ｄコンバータ９からのディジタル撮像信号が供給される
。このディジタル撮像信号がＹ分離回路３２に供給され
るとともに、Ｃ分離回路３３に供給される。Ｙ分離回路
３２で、このディジタル撮像信号からディジタル輝度信
号Ｙが形成される。また、Ｃ分離回路３３で、ディジタ
ル撮像信号からクロマ信号Ｃえ、ｃｌが形成される。
前述したように、ＣＣＤ撮像素子２としては、第５図に
示したような補色市松格子状の画素配列のものが用いら
れる。そして、サンプルホールド回路７では、２画素分
づつ出力される信号がサンプルホールドされ、サンプル
ホールド回路７からは、垂直方向に２画素分の出力が加
算されて出力される。
第５図に示した画素配列の場合、垂直方向の２画素分の
出力が加算されて出力されると、第６図Ａに示すように
、シアン（Ｃｙ）と緑（Ｇ）の和信号（Ｃｙ　十Ｇ）と
、黄色（Ｙ　ｅ　）とマゼンタＣＭ）の和信号（Ｙ　ｅ
　＋Ｍ）とが交互に出力されるラインと、第６図Ｂに示
すように、シアン（Ｃｙ）とマゼンタ（Ｍ）の和信号（
Ｃｙ十Ｍ）、と黄色（Ｙ　ｅ　）と緑（Ｇ）の和信号（
Ｙ　ｅ　＋Ｇ）とが交互に出力されるラインとが１ライ
ン毎に繰り返される。
第７図において、Ｃ分離回路３３で、互いに１サンプル
異なる信号が減算される。これにより、クロマ信号Ｃｊ
ｔ、Ｃｍが形成される。
つまり、シアンと緑の和信号（ｃｙ＋ｃ）と、黄色とマ
ゼンタの和信号（Ｙ　ｅ　十Ｍ）とが交互に出力される
ライン（第６図Ａ）では、互いに１サンプル異なる信号
を減算することにより、クロマ信号Ｃ＋ｉが以下のよう
にして得られる。すなわち、Ｙｅ　＝Ｒ＋Ｇ、　Ｍ　＝
Ｒ＋Ｂ　、　Ｃｙ＝Ｂ＋Ｇであるから、 （Ｙｅ＋Ｍ）、−（Ｃｙ＋Ｇ） ＝　（（Ｒ＋Ｇ）　＋　（Ｒ＋Ｂ）　）　−（（Ｂ＋Ｇ
）　＋Ｇ）＝　２Ｒ−Ｇ ＝ＣＲ シアンとマゼンタの和信号（Ｃｙ＋Ｍ）と、黄色と緑の
和信号（Ｙｅ＋Ｇ）とが交互に出力されるライン（第６
図Ｂ）では、互いに１サンプル異なる信号を減算するこ
とにより、クロマ信号Ｃ１ｌが以下のようにして得られ
る。
（Ｙｅ＋Ｇ）　−（Ｃｙ＋Ｍ） ＝　（（Ｒ＋Ｇ）　＋Ｇ）　−（（Ｂ＋Ｇ）　＋　（Ｒ
＋Ｂ）　）＝　−２８＋Ｇ ・−ＣＩ Ｙ分離回路３２で、互いに１サンプル異なる信号が加算
される。これにより、輝度信号Ｙが形成される。
つまり、シアンと緑の和信号（ｃｙ＋ｃ）と黄色とマゼ
ンタの和信号（Ｙ　ｅ　＋Ｍ）とが交互に出力されるラ
イン（第６図Ａ）では、互いに１サンプル異なる信号を
加算することにより、輝度信号Ｙが以下のようにして得
られる。
（Ｙｅ＋Ｍ）　＋　（Ｃｙ＋Ｇ） ・（（Ｒ＋Ｇ）　＋　（Ｒ＋Ｂ）　）＋　（（Ｂ＋Ｇ）
　＋Ｇ）＝３Ｇ＋２Ｒ＋Ｂ ＝Ｙ シアンとマゼンタの和信号（Ｃｙ＋Ｍ）と黄色と緑の和
信号（Ｙ　ｅ　＋Ｇ）とが交互に出力されるライン（第
６図Ｂ）では、互いに１サンプル異なる信号を加算する
ことにより、輝度信号Ｙが以下のようにして得られる。
（Ｙｅ＋Ｇ）　＋　（Ｃｙ＋Ｍ） ＝（（Ｒ＋Ｇ）＋Ｇ）＋（（Ｂ＋Ｇ）＋（Ｒ＋Ｂ））Ｊ
Ｇ＋２８＋Ｒ ＝Ｙ また、Ｙ分離回路３２及びＣ分離回路３３で、サンプリ
ング周波数の変換が行われる。すなわち、入力端子３１
には、ＣＣＤ撮像素子２として１ライン５１０画素のも
のを用いた場合にはサンプリング周波数（８／３）ｆｓ
ｃのディジタル信号が供給され、ＣＣＤ撮像素子２とし
て１ライン７６０画素のものを用いた場合にはサンプリ
ング周波数４ｆｓｃのディジタル信号が供給される。Ｙ
分離回路３２及びＣ分離回路３３で、このサンプリング
周波数（８／３）ｆｓｃ或いは４ｆｓｃがサンプリング
周波数２ｆｓｃに変換される。
Ｙ分離回路３２の出力がＡＦ検出回路２１、ＡＥ検出回
路２２、ＡＷＢ検出回路２３に供給される。Ｃ分離回路
３３の出力がＡＷＢ検出回路２３に供給される。
ｂ３．ＡＦ検出回路 合焦位置では、ＣＣＤ撮像素子２からの輝度信号中の中
高域成分レベルが最大となる。したがって、ＣＣＤ撮像
素子２からの輝度信号中の中高域成分のレベルを所定の
フォーカスエリア内で積分した値を評価値とし、この評
価値が最大となるように、フォーカスレンズＦ４を位置
制御することで、合焦位置が得られる。
この発明の一実施例では、このような原理に基づいて、
フォーカス制御を行うようにしている。
すなわち、ＡＦ検出回路２１において、遅延回路３４と
フィルタ演算部３５．３６．３７とから３種類の特性の
異なるバイパスフィルタが構成される。遅延回路３４と
フィルタ演算部３７とから構成されるバイパスフィルタ
と、バイパスフィルタ３８とが縦続接続される。これら
により、特性の異なる４種類のバイパスフィルタが構成
される。
これらのバイパスフィルタにより、輝度信号中の中高域
成分が取り出される。
ところで、バイパスフィルタの特性が変わると、レンズ
位置と評価値との関係を示す特性が変わって（る。この
特性が緩やかな場合、合焦位置に制御できる範囲は広が
るが、正確な合焦位置が得にくくなる。これに対して、
この特性が急峻な場合、正確な合焦位置が得られるが、
合焦位置に制御できる範囲は狭くなる。
したがって、広い範囲に渡って正確にフォーカスレンズ
Ｆ４を合焦位置に制御できるようにするためには、特性
の異なる複数のバイパスフィルタを切替えて用いること
が有効である。すなわち、レンズ位置と評価値との関係
を示す特性が緩やかになるバイパスフィルタを用いてレ
ンズを合焦位置近傍まで移動させ、レンズが合焦位置近
傍まで移動されたら、レンズ位置と評価値との関係を示
す特性が急峻になるバイパスフィルタに切替え、このレ
ンズ位置と評価値との関係を示す特性が急峻になるバイ
パスフィルタを用いて、レンズを合焦位置まで追い込む
制御を行う。
この発明の一実施例では、セレクタ３９Ａ〜３９Ｄによ
り、特性の異なるこれら４種類のバイパスフィルタの出
力が選択的に出力できるようにされている。
すなわち、フィルタ演算部３５の出力がセレクタ３９Ａ
及びセレクタ３９ＢのＣ側入力端に供給される。フィル
タ演算部３６の出力がセレクタ３９Ａ及び３９Ｂのｂ個
入力端に供給されるとともに、セレクタ３９Ｃ及び３９
ＤのＣ側入力端に供給される。フィルタ演算部３７の出
力がセレクタ３９Ａ及び３９ＢのＣ側入力端に供給され
るとともに、セレクタ３９Ｃ及び３９Ｄのｂ個入力端に
供給される。バイパスフィルタ３８の出力がセレクタ３
９Ｃ及び３９ＤのＣ側入力端に供給される。
セレクタ３９Ａ〜３９Ｄを切り換えることにより、所望
の特性のフィルタ出力を選択できる。このセレクタ３９
Ａ〜３９Ｄは、シリアル入力ボート２８を介してシステ
ムコントローラ１２がら送られてくるフィルタセレクト
信号に基づいて切替えられる。
セレクタ３９Ａ〜３９Ｄの出力がコアリング回路４０Ａ
〜４０Ｄにそれぞれ供給される。コアリング回路４０Ａ
〜４０Ｄには、シリアル入力ボート２８を介してシステ
ムコントローラ１２からコアリングレベル設定信号が供
給される。コアリング回路４０Ａ〜４０Ｄは、ディジタ
ル輝度信号の中高域成分を検波するとともに、ノイズ成
分を除去するものである。
つまり、特にコントラストが小さく、絵柄が単調な画面
では、ＣＣＤ撮像素子２からの輝度信号中の高域成分が
殆どなくなるため、信号に対するノイズの影響が大きく
なる。コアリング回路４０Ａ〜４０Ｄは、このようなノ
イズによる影響を防止するために設けられている。
すなわち、ディジタルバイパスフィルタの出力信号中に
第８図Ａに示すようにノイズ成分Ｎがあると、このノイ
ズ成分Ｎの影響により、フォーカス検出信号に誤差が生
じる。コアリング回路４゜Ａ〜４０Ｄにより、第８図Ｂ
に示すように、所定のコアリングレベル設定信号にある
ノイズ成分Ｎが除去される。なお、このコアリング回路
８は、減算器で構成することができる。また、このコア
リングレベルｖ、は、適宜可変できる。
なお、コアリングレベルＶ、を一定とせず、コアリング
レベルＶ、を、絵柄等に応じて可変させるようにしても
良い。
コアリング回路４０Ａ〜４０Ｄの出力がゲート回路４１
Ａ〜４１Ｄにそれぞれ供給される。ゲート回路４１Ａ〜
４１Ｄには、ＡＦエリア設定回路２４からフォーカス検
出エリアを設定するためのゲート信号が供給される。こ
のゲート信号により、ゲート回路４１Ａ〜４１Ｄの開閉
が制御される。
ところで、点光源のような高輝度部分を含む被写体を撮
影した場合には、高輝度部分の信号により、評価値に誤
差が生じる可能性がある。そこで、高輝度検出回路４６
が設けられる。高輝度検出回路４６で、ＣＣＤ撮像素子
２からの撮像信号が所定レベル以上かどうかが検出され
る。この高輝度検出回路４６の出力がＡＦエリア設定回
路２４に供給され、ＣＣＤ撮像素子２からの撮像信号が
所定レベル以上なら、その部分のフォーカス検出エリア
がマスキングされる。
例えば、第９図Ａに示すように、所定値７２以上となる
高輝度の信号がＣＣＤ撮像素子２から出力されたとする
。この場合、第９図Ｂに示すようなｔｉ号がディジタル
バイパスフィルタから出力される。ＣＣＤ撮像素子２が
所定値ｖ、以上となる期間Ｔで、第９図Ｃに示すように
マスキング信号が出力される。このマスキング信号の間
、ゲート回路４１Ａ〜４１Ｄが閉じられる。これにより
、第９図りに示すように、高輝度部分の影響が除去され
る。
ゲート回路４１Ａ〜４１Ｄの出力がスイッチ回路４２Ａ
〜４２Ｄをそれぞれ介してピーク検出回路４３Ａ〜４３
Ｄにそれぞれ供給される。ピーク検出回路４３Ａ〜４３
Ｄで、ゲート回路４１Ａ〜４１Ｄの出力のピーク値が検
出される。ピーク検出回路４３Ａ〜４３Ｄの出力がスイ
ッチ回路４４Ａ〜４４Ｄをそれぞれ介して積分回路４５
Ａ〜４５Ｄにそれぞれ供給される。積分回路４５Ａ〜４
５Ｄでゲート回路４１Ａ〜４１Ｂの出力又はピーク検出
回路４３Ａ〜４３Ｄの出力の積分値が求められる。
スイッチ回路４２Ａ〜４２Ｄ、４４Ａ〜４４Ｄを制御す
ることで、１画面での輝度信号中の中高域成分の積分値
（評価値）ばかりでなく、例えば１ラインでの輝度信号
中の中高域成分のピーク値、１画面での中高域成分のピ
ーク値の積分値を求めることができる。これら１ライン
での輝度信号中の中高域成分のピーク値、１画面での中
高域成分のピーク値の積分値は、バイパスフィルタの切
替えタイミングを決定するのに用いることができる。
これらの出力は、ＡＦ検出信号として、シリアル出力ポ
ート２９を介してシステムコントローラ１２に供給され
る。
このフォーカス制御回路では、例えば２つのフォーカス
検出エリアを設定して、フォーカス制御が行なわれる。
すなわち、セレクタ３９Ａ〜３９Ｄから出力される４つ
フィルタ出力のうち、２つづつの出力が同一のフォーカ
ス検出エリアに設定される。そして、同一のフォーカス
検出エリアに設定されたセレクタ３９Ａ〜３９Ｄの出力
のうち、一方の出力がそのフォーカス検出エリアでの輝
度信号中の中高域成分レベルの積分値（評価値）を得る
ために用いられ、他方の出力がバイパスフィルタの特性
を切替えるタイミングを検出するのに用いられる。各フ
ォーカス検出エリアからの評価値に基づいてフォーカス
レンズＦ４が移動され、フォーカスレンズＦ４が合焦位
置近傍まで近づくと、セレクタ３９Ａ〜３９Ｄが切替え
られ、フィルタ特性が切替えられる。そして、評価値が
最大となるようにフォーカスレンズＦ４が位置制御され
る。
このように、複数のフォーカス検出エリアが設定できる
と、どのようなカメラアングルでも被写体に正確に合焦
できる。また、動きのある被写体に追従して合焦させる
こともできる。
ｂ４．ＡＥ検出回路 ＡＥＩＩＪＩＩｌは、ＣＣＤ撮像素子２からの輝度信号
レベルが所定値になるように、アイリスリング１８の開
閉及びＡＧＣ回路８のゲインを設定することによりなさ
れる。
例えば逆光状態では、背景の輝度レベルが著しく大きく
なるため、所定の１つの露光検出エリアで輝度信号レベ
ルを検出してＡＥ副制御行うと、アイリスリング１８が
絞られてＡＧＣ回路８のゲインが小さく設定されてしま
い、被写体像が黒く沈みこんでしまうという問題が生じ
てくる。
そこで、この発明の一実施例では、逆光状態や過順光状
態でも最適なＡＥ副制御行なえるように、第１０図に示
すように、露光検出エリアＡＥＩと露光検出エリアＡＥ
２とが設定でき、これらの露光検出エリアＡＥＩ及びＡ
Ｅ２のそれぞれの輝度信号レベルが検出できるようにさ
れている。露光検出エリアＡＥＩ及びＡＥ２の位置や大
きさは、システムコントローラ１２からの露光検出エリ
ア設定信号により自在に設定できる。第１０図Ａに示す
ように、被写体がある中心部に露光検出エリアＡＥＩを
設け、周辺部に露光検出エリアＡＥ２を設けることも、
第１０図Ｂに示すように、被写体がある下部に露光検出
エリアＡＥＩを設け、上部に露光検出エリアＡＥ２を設
けることもできる。
第７図において、Ｙ分離回路３２の出力がニー回路５１
に供給されるとともに、コンパレータ５２に供給される
。コンパレータ５２には、シリアル入力ポート２８を介
してコンパレートレベルが供給される。
また、フィルタ演算部３７の出力がゲート回路５３Ａ及
び５３Ｂを介してピーク検出回路５４Ａ及び５４Ｂにそ
れぞれ供給される。
フィルタ演算部３７からは、ローパスフィルタにより高
域のノイズ成分が除去された輝度信号が出力される。す
なわち、ピーク検出を行う場合、ノイズ成分を除去する
ために、ローパスフィルタを設ける必要がある。遅延回
路３４とフィルタ演算部３７とから、ディジタル平均化
ローパスフィルタを基にしたディジタルバイパスフィル
タが構成されているので、フィルタ演算部３７からは、
バイパスフィルタ出力とともに、ローパスフィルタ出力
を容易に取り出せる。このローパスフィルタを介されて
高域のノイズ成分が除去された輝度信号がゲート回路５
３Ａ及び５３Ｂを介してピーク検出回路５４Ａ及び５４
Ｂに供給される。
ゲート回路５３Ａ及び５３Ｂには、ＡＥ検出エリア設定
回路２５から露光検出エリアＡＥＩ及びＡＥ２を設定す
るためのゲート信号が供給される。
このゲート信号により、ゲート回路５３Ａ及び５３Ｂの
開閉が制御される。
ニー回路５１は、ディジタル輝度信号に対して第１１図
に示すような、非直線特性を持たせるものである。輝度
信号レベルをそのまま平均値検波すると、画面の一部の
高輝度部分により、平均値出力が大きくなり、画面全体
が暗く沈み込んでしまうという問題が生じる。ニー回路
５１を設けることで、高輝度部分のゲインが下げられ、
このような問題が改善される。ニー回路５１には、シリ
アル入力ポート２８を介してシステムコントローラ１２
から特性設定信号が供給される。この特性設定信号によ
り、特性曲線の折れ点に、が可変できる。
ニー回路５１の出力がゲート回路５５Ａ及び５５Ｂをそ
れぞれ介して積分回路５６Ａ及び５６Ｂにそれぞれ供給
される。ゲート回路５５Ａ及び５５Ｂには、ＡＥエリア
設定回路２５から露光検出エリアＡＥＩ及びＡＥ２を設
定するためのゲート信号が供給される。このゲート信号
により、ゲート回路５５Ａ及び５５Ｂの開閉が制御され
る。
コンパレータ５２は、所定レベル以上の輝度信号のサン
プル数をカウントして輝度分布状態を検出するものであ
る。コンパレータ５２の出力がゲート回路５７Ａ及び５
７Ｂをそれぞれ介してヒスト回路５８Ａ及び５８Ｂにそ
れぞれ供給される。
ヒスト回路５８Ａ及び５８Ｂで、所定の輝度レベル以上
の輝度信号のサンプル数がカウントされる。
ゲート回路５７Ａ及び５７Ｂには、ＡＥエリア設定回路
２５から露光検出エリアＡＥＩ及びＡＥ２を設定するた
めのゲート信号が供給される。このゲート信号により、
ゲート回路５７Ａ及び５７Ｂの開閉が制御される。
ヒスト回路５８Ａ及び５８Ｂで、輝度信号レベルの分布
状態が検出できる。つまり、第１２図Ａに示すような逆
光状態の画面を映出すると、第１２図Ｂに示すように、
周辺部に輝度信号の高い部分が多く分布し、中心部に輝
度信号の低い部分が多く分布する。このような分布状態
は、露光検出エリアＡＥＩでの所定レベル７１以上のサ
ンプル数のカウント値と、露光検出エリアＡＥ２での所
定レベル７３以上のサンプル数のカウント値とから判断
できる。
ピーク検出回路５４Ａ及び５４Ｂで求められた露光検出
エリアＡＥＩ及びＡＥ２での輝度信号ピーク値Ｐ１及び
Ｐ２が出力コントローラ５９Ａを介して、シリアル出力
ポート２９に出力される。
積分回路５６Ａ及び５６Ｂでそれぞれ求められた露光検
出エリアＡＥＩ及びＡＥ２での輝度信号レベルの積分値
Ｉｎｌ及びＩｎ２がコントローラ５９Ｂを介して、シリ
アル出力ポート２９に出力される。
ヒスト回路５８Ａ及び５８Ｂでそれぞれ求められた露光
検出エリアでの所定レベル以上のサンプル数のカウント
値Ｈ１及びＨ２が出力コントローラ５９Ｃを介して、シ
リアル出力ポート２９に出力される。
積分回路５６Ａ及び５６Ｂでは、輝度信号の平均値検波
出力が得られる。ＡＥ副制御行う場合、平均値検波では
検波レベルが低くなるので、平均値検波よりピーク検波
に近い特性が要求される。
そこで、この発明の一実施例では、平均値とピーク値と
を適当に混合することで、ピーク検波に近い特性で輝度
信号レベルを検出できるようにしている。
つまり、第１３図に機能ブロック図で示すように、ピー
ク検出回路５４Ａ及び５４Ｂで求められたピーク値Ｐ１
及びＰ２と、積分回路５６Ａ及び５６Ｂで求められた積
分値Ｉｎｌ及びＩｎ２が乗算手段７１Ａ及び７１Ｂ、７
２Ａ及び７２Ｂ、加算手段７３Ａ及び７３Ｂで重み付は
加算される。
これにより、ピーク検波に近い検波特性が得られる０乗
算手段７１Ａ及び７１Ｂ、７２Ａ及び７２Ｂの係数を可
変させれば、検波レベルは可変できる。なお、これらの
演算は、ソフトウェアで行われるので、検波レベルの変
更は、非常に容易である。
露光検出エリアＡ１での輝度信号レベルの検出値と露光
検出エリアＡ２での輝度信号レベルの検出値とを適当に
重み付は加算した値に応じて、アイリスリング１８の開
閉、ＡＧＣ回路８のゲインが設定される。
すなわち、加算手段７３Ａ及び７３Ｂから、露光検出エ
リアＡ１での輝度信号レベルの検出値及び露光検出エリ
アＡ２での輝度信号レベルの検出値がそれぞれ得られる
。加算手段７３Ａ及び７３Ｂの出力が乗算手段７４Ａ及
び７４Ｂにそれぞれ供給される。乗算手段７４Ａ及び７
４Ｂの出力が加算手段７５に供給される。乗算手段７４
Ａ及び７４Ｂ、加算手段７５により、周辺部の露光検出
エリアＡＥＩの輝度信号レベルの検出値と中心部の露光
検出エリアＡＥ２の輝度信号レベルの検出値とが重み付
は加算される。加算手段７５の出力に応じて、アイリス
リング１８の開閉状態及びＡＧＣ回路８のゲインの設定
がなされる。
順光状態、逆光状態、過順光状態は、ヒスト回路５８Ａ
及び５８Ｂ（第７図）の出力から判別できる。
つまり、順光の状態なら、画面全体に渡って略均−な輝
度となるので、被写体部分にある露光検出エリアＡＥＩ
と周辺部にある露光検出エリアＡＥ２とでは、輝度信号
レベルの分布状態が略等しくなる。すなわち、ヒスト回
路５８Ａの出力Ｈ１とヒスト回路５８Ｂの出力Ｈ２との
差があまり大きくならない。
これに対して、逆光状態になると、背景が著しく明るく
なるので、輝度信号レベルが所定値以上になる部分が周
辺部にある露光検出エリアＡＥ２に偏ってくる。また、
過順光なら、背景が著しく暗くなるので、輝度信号レベ
ルが所定値以上になる部分が被写体部分の露光検出エリ
アＡＥＩに偏ってくる。すなわち、逆光や遇順先の時に
は、ヒスト回路５８Ａの出力Ｈ１とヒスト回路５８Ｂの
出力Ｈ２との差が大きくなる。
ヒスト回路５８Ａ及び５８Ｂの出力Ｈ１及びＨ２が第１
３図における輝度分布状態判定手段７６に供給される。
この輝度分布状態判定手段７６により、順光状態である
か、逆光状態であるか、過順光状態であるかが検出され
る。この輝度分布状態判定手段７６の出力により、逆光
状態や過順光状態に対応して、以下のような制御が行わ
れる。
すなわち、この輝度分布状態判定手段７６の出力により
、乗算手段７４Ａ及び７４Ｂの係数が設定される。逆光
や過順光では、被写体部分の明るさに対する重み付けを
行う乗算手段７４Ａの係数が太き（設定され、背景部分
の明るさに対する重み付けを行う乗算手段７４Ｂの係数
が小さく設定される。これにより、中央重点測光に近づ
き、逆光状態や過順光状態でも、最適なＡＥ副制御行な
える。
また、輝度分布状態判定手段７６の出力により、露光検
出エリアＡＰＩ及び露光検出エリアＡＥ２の位置や大き
さが設定される。つまり、順先の時には、第１０図Ｂに
示したように、露光検出エリアを上部と下部とに分け、
下部を被写体がある露光検出エリアＡＥＩとし、上部を
背景がある露光検出エリアＡＥ２とする。このようにす
ると、パニングしても、明るさの変動が生じない。逆光
や過順先の時には、第１Ｏ図Ａに示したように、被写体
がある露光検出エリアＡＥＩが中心部に配設され、背景
がある露光検出エリアＡＥ２が周辺部に配置される。こ
れとともに、被写体がある露光検出エリアＡＰＩが小さ
く設定される。このようにすると、より中央重点測光に
近づく。
更に、輝度分布状態判定手段７６の出力により、ニー回
路５１の折れ点を設定するようにしても良い。つまり、
逆光の時には、第１４図Ａに示すように、ニー回路５１
の折れ点に＋が下げられる。
このようにすると、高輝度でのゲインが下げられるので
、逆光状態でも、被写体が黒く沈み込まなくなる。また
、過順光の時には、第１４図Ｂに示すように、ニー回路
５１の折れ点に、が上げられる。このようにすると、高
輝度でのゲインが上げられるので、過順先の場合でも、
被写体が飽和しない。
更に、輝度分布状態判定手段７６の出力に応じて制御系
全体のゲインを設定すれば、逆光状態でも被写体が黒く
沈み込まなくなるとともに、遇順先の時にも被写体が飽
和しなくなる。
なお、これらの逆光状態や過順光状態に対応した制御は
全て行う必要はない。これらの制御の中から適当なもの
を組み合わせることで、逆光状態や過順光状態に対する
問題を解決できる。
ｂ５．ＡＷＢ検出回路 ホワイトバランス制御は、赤（Ｒ）、緑（Ｇ）、青（Ｂ
）の各色信号レベルを所定の比率になるように制御する
ことにより行われる。
この発明の一実施例では、フルオートホワイトバランス
制御と、ワンブツシュオートホワイトバランス制御とが
行なえる。フルオートホワイトバランス制御は、全体の
画面の積分値が白色であるとしてフルオートでホワイト
バランス制御が行なわれる。
ワンブツシュオートホワイトバランスでは、第１５図に
示すようなホワイトバランス検出エリアＷＢＩが表示さ
れる。このホワイトバランス検出エリアＷＢＩの位置や
大きさは、第１５図Ａに示すように、自在に可変できる
。第１５図Ｂに示すように、このホワイトバランス検出
エリアＷＢＩを被写体の白い部分Ｗｌ上に一致させ、ワ
ンブツシュオートホワイトバランス設定ボタンを押すと
、このホワイトバランス検出エリアＷＢＩからの信号に
基づいて、ホワイトバランス制御が行われる。
ホワイトバランス検出エリアＷＢＩの位置や大きさは可
変自在であるから、例えば服の白い柄等殆どの被写体の
白い部分を利用してホワイトバランス制御を行なえる。
したがって、ホワイトキャップ等を用いてホワイトバラ
ンス調整を行う必要はなくなる。そして、このように白
い部分を利用してホワイトバランス制御を行った場合、
全体の画面の積分値が白色であるとしてホワイトバラン
ス制御を行なう場合に比べて、正確にホワイトバランス
調整を行なえる。
なお、ホワイトバランス検出エリアを複数設定し、複数
のホワイトバランス検出エリアの中から、より黒体放射
カーブに近い部分のものを選んでホワイトバランス制御
を行うようにしても良い。
第７図において、Ｙ分離回路３２からの輝度信号Ｙがゲ
ート回路６１Ａ゛を介して積分回路６２Ａに供給される
。Ｃ分離回路３３からのクロマ信号Ｃｉｔ及びＣＩがゲ
ート回路６１Ｂ及び６１Ｃをそれぞれを介して積分回路
６２Ｂ及び６２Ｃに供給される。積分回路６２Ａ〜６２
Ｃの出力がＡＷＢ検出信号としてシリアル出力ボート２
９を介して、システムコントローラ１２に供給される。
ゲート回路６１Ａ〜６１Ｃには、ＡＷＢ検出エリア設定
回路２６からホワイトバランス検出エリアを設定するた
めのゲート信号が供給される。このゲート信号により、
ゲート回路６１Ａ〜６１Ｃの開閉が制御され、ホワイト
バランス検出エリアが設定される。オートホワイトバラ
ンスの場合には、このホワイトバランス検出エリアが広
く設定される。ワンブツシュオートホワイトバランスの
場合には、被写体の白い部分に応じて、ホワイトバラン
ス検出エリアが可変設定される。
システムコントローラ１２には、輝度信号Ｙ及びクロマ
信号ＣＩ及びＣＩの積分値が供給される。
この輝度信号Ｙ及びクロマ信号ＣＩ及びＣ３から、以下
のようにして、ホワイトバランス制御が行われる。
輝度信号Ｙ、クロマ信号ＣＲ及びＣ１の積分値を、それ
ぞれ、Ｉ）ｌ（Ｙ）、■、（ｃｍ）及びＩＮ（ＣＩ）と
する。輝度信号Ｙの積分値ＩＮ　　（Ｙ）から、クロマ
信号Ｃ８及びＣＩの積分値ＩＮ（ＣＩ　）及びＩＮ（Ｃ
Ｉ）を減算すれば、以下のように緑（Ｇ）の色信号の積
分値ＩＮ（Ｇ）が算出される。すなわち、 Ｉ　Ｎ（Ｙ）　−ＩＮ　（Ｃ１ｌ）　−Ｉ　Ｎ　（Ｃｍ
）、Ｉ　Ｎ　（３Ｇ＋２Ｒ＋２Ｂ）−１Ｎ　（２Ｒ−Ｇ
）　−１Ｎ　（２Ｂ−Ｇ）”ＩＮ（５Ｇ） クロマ信号Ｃ８の積分値■Ｈ（ＣＩ）から、上述のよう
にして求められた緑（Ｇ）の色信号の積分値ＩＮ（Ｇ）
を減算すれば、赤（Ｒ）の色信号の積分値Ｉｓ　　（Ｒ
）が算出される。すなわち、ＩＮ（Ｃｍ）　−ＩＮ　（
Ｇ） ＝ＩＮ（２Ｒ−Ｇ）４１１（Ｃ） ＝　Ｉ　Ｎ　（２Ｒ） クロマ信号ＣＩの積分（１！ＩＮ（ＣＩ）から、上述の
ようにして求められた緑（Ｇ）の色信号の積分値ＩＮ　
　（Ｇ）を減算すれば、青（Ｂ）の色信号の積分値ＩＮ
　　（Ｂ）が算出される。すなわち、ｌ５（Ｃお）−Ｉ
Ｎ（Ｇ） ＝ＩＮ（２Ｂ−Ｇ）−ＩＮ（Ｇ） ＝　Ｉ　Ｎ（２Ｂ） このようにして求められた３原色信号Ｒ，Ｇ、Ｂのレベ
ルの積分値が所定の比率になるように、各３原色信号Ｒ
，Ｇ、Ｂのゲインが設定される。
Ｃ０乗換フィルタについて 前述したように、この発明の一実施例では、第７図にお
けるＹ分離回路３２でＣＣＤ撮像素子２からの輝度信号
からディジタル輝度信号Ｙが形成される。また、このＹ
分離回路３２で、サンプリング周波数の変換が行われる
。
すなわち、前述したように、ディジタル輝度信号のサン
プリング周波数は、ＣＣＤ撮像素子２として１ライン５
１０画素のものを用いた場合には（８／３）ｆ、ｅあり
、ＣＣＤ撮像素子２として１ライン７６０画素のものを
用いた場合には４ｆ、ｃある。
そして、オプティカルディテクタ１１内では、サンプリ
ング周波数２ｆ３．で信号処理が行われる。
したがって、Ｙ分離回路３２で、サンブリンク周波数（
８／３）ｔｓｃからサンプリング周波数２ｆ３ｃへの変
換、又は、サンプリング周波数４ｆｓｃからサンプリン
グ周波数２ｆ８．への変換が行われる。
このように、サンプリング周波数の変換を行う場合、折
り返し歪みが発生する可能性がある。つまり、例えばＣ
ＣＤ撮像素子２として１ライン７６０画素のものを用い
た場合には、サンプリング周波数が４ｆ、ｃになるので
、第１６図Ａに示すように、撮像信号中には周波数２ｆ
、ｃまでの輝度信号成分が含まれる。このような信号を
サンプリング周波数２ｆ０でリサンプルすると、第１４
図Ｂに示すように、周波数ｆ　ｓｃを中心として折り返
し歪みが発生する。特に、この場合、サンプリング周波
数を４ｆ、ｃから２ｆ、ｃに変換すると、周波数２ｆ、
ｃの高域成分が直流成分に折り返し、評価値に大きな誤
差が生じる可能性がある。
したがって、Ｙ分離回路３２でサンプリング周波数の変
換を行う際には、特に低域に折り返す高域成分を抑圧す
る必要がある。
Ｃ１，Ｙ分離回路の構成 第１７図及び第１８図は、Ｙ分離回路３２の構成を示す
ものである。第１７図は、ＣＣＤ撮像素子２として１ラ
イン５１０画素のものを用いた場合を示し、第１８図は
、ＣＣＤ撮像素子２として１ライン７６０画素のものを
用いた場合を示す。
第１７図において、入力端子８１にＣＣＤ撮像素子２か
らのディジタル撮像信号が供給される。
このディジタル撮像信号が加算器８２に供給されるとと
もに、遅延回路８３を介して加算器８２に供給される。
加算器８２で、互いに１サンプル異なる信号が加算され
る。これにより、前述したように、ディジタル輝度信号
Ｙが形成される。
このディジタル輝度信号Ｙが乗換フィルタ８４に供給さ
れる。ＣＣＤ撮像素子２として１ライン５１０画素のも
のを用いた場合には、乗換フィルタ８４に周波数（８／
３ｆ、、）のクロックと周波数４ｆ、ｃのクロックが供
給される０乗換フィルタ８４で、サンプリング周波数が
（８／３）ｆ、ｃから４ｆ、ｃに変換されるとともに、
周波数（４／３）ｆ、ｃを中心とする周波数成分が除去
される。
乗換フィルタ８４の出力かりサンプル回路８５に供給さ
れる。リサンプル回路８５には、周波数２ｆ、ｃのクロ
ックが供給される。リサンプル回路８５で、乗換フィル
タ８４から出力される周波数４ｆ、ｃのディジタル輝度
信号が周波数２ｆ０のクロックでリサンプルされる。リ
サンプル回路８５の出力が出力端子８６から取り出され
る。
ＣＣＤ撮像素子２としてｌライン７６０西素のものを用
いた場合には、第１８図に示すように、乗換フィルタ８
４に周波数４ｆ、ｃのクロックが供給される０乗換フィ
ルタ８４で周波数２ｆ、ｃを中心とする周波数成分が除
去される。リサンプル回路８５で、乗換フィルタ８４か
ら出力される周波数４ｆ−のディジタル輝度信号が周波
数２ｆ、ｃのクロックでリサンプルされる。
ｃ２．１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた場
合の乗換フィルタの構成 第１図及び第２図は、乗換フィルタ８４の構成を示すも
のである。この乗換フィルタ８４は、前述したように、
ＣＣＤ撮像素子２として１ライン５１０画素のものを用
いた場合には、サンプリング周波数を（８／３）ｆ、ｃ
から４ｆ、ｃに変換するとともに、周波数（４／３）ｆ
、ｃを中心とする周波数成分を除去する。ＣＣＤ撮像素
子２として１ライン７６０画素のものを用いた場合には
、周波数２ｆ、ｃを中心とする周波数成分を除去する。
第１図は、ＣＣＤ撮像素子２として１ライン５１０画素
のものを用いた場合を示すものである。
この場合には、入力端子９１に、ＣＣＤ撮像素子２から
のディジタル輝度信号Ａ＋　、Ａｘ　、Ａｓ・・・が供
給される。第１図に示す乗換フィルタ８４で、このディ
ジタル輝度信号ＡＩ、Ａ！　、Ａｓ・・・から、データ
（Ａｔ　＋Ａｚ　）　、２　Ａｘ　、２　Ａｓ、（Ａコ
＋Ａｌ　）　、２Ａ４　、・・・が順次形成される。
このようなデータ出力は、（８／３）ｆ、、のディジタ
ル信号を周波数８ｆ、ｃでオーバーサンプリングし、こ
のオーバーサンプリングしたディジタル信号を、 Ｈ（Ｚ）＝　　−（１＋Ｚ−’＋Ｚ−”）　　（１＋Ｚ
−’）Ｈ（Ｚ）　＝　　−（１＋２　Ｚ−’＋２２−”
＋Ｚ−’）・・・■ なる特性のフィルタを介して取り出し、これを周波数４
ｆ、ｃでリサンプルしたのと等価な出力である。
つまり、第１９図Ａに示すようなサンプリング周波数（
８／３）ｆｓｃのディジタル信号ＡＩ。
Ａ！、Ａ３・・・が入力されたとする。これを、周波数
８ｆｓｃでオーバーサンプリングしたとすると、第１９
図Ｂに示すように、ディジタル信号ＡＩ。
ａｔｘ　ａｚ、Ａｚ、ａ３、ａｍ、Ａ３、ａｓｓ　ａ６
・・・が得られる。このディジタル信号のうち、デー　
タ　ａｔｘ　　　ａｓｓ　　　ａｓ　　　、　　ａａ　
　　、　　ａｓ　　　Ｓ　　ａｈ”’　　番よ　０であ
る。
この第１９図Ｂに示す８ｆｓｃでオーバーサンプリング
したディジタル信号を、■式に示す伝達関数のフィルタ
を介して出力させると、ディジタルデータＤ＋　Ｓｄ＋
　、Ｄ！、ｄｓ、Ｄ３、ｄｓ、・・・が以下のように得
られる。
Ｄｒ　−（Ａｔ　＋　２３ｔ　＋２８ｔ　＋Ａ！　）　
／　６ｄ＋　＝　（ａｔ　＋２ｍｇ　＋２Ａｔ　＋ａｓ
　）／６Ｄｔ　”　（ａｔ　＋２Ａｚ　＋２　ａｓ　＋
８ｍ　）　／　６ｄｇ　＝　（Ａ！　＋２　ａ３　＋２
　ａａ　＋Ａｓ　）　／６Ｄｓ　＝　（ａｓ　＋２　ａ
ｍ　＋２Ａｓ　＋ａｓ　）　／　６ｄｓ　”　（ａｍ　
＋　２Ａ３　＋２　ａｓ　＋　ａａ　）　／６Ｄａ　　
””　ＣＡｓ　　＋２ａ、＋２ａｈ　　＋Ａａ　　）／
６する。そして、データａｌ　％ａｘ　ｓ　ａｍ　、ａ
ｍ、ａｓ、ａｈ・・・はＯであるから、 ＤＩ＝Ａｌ＋Ａ！ ｄ　ｒ　＝　２　Ａｔ Ｄｚ　＝　２　Ａｘ ａ、＝Ａｇ　＋Ａ！ Ｄ　ｓ　＝　２　Ａ　ｓ ５−２Ａｓ Ｄ　ａ　”　Ａ　ｓ　＋　Ａ　ａ 去なる。　　“ このようなディジタル信号をサンプリング周波数４ｆｓ
ｃでリサンプルすると、第１９図Ｃに示すようなディジ
タル信号り、、Ｄｔ　、Ｄ３、Ｄ。
・・・が得られる。
Ｄ　Ｉ＝　Ａ　ｒ　＋　Ａ　ｔ Ｄ、＝２Ａ！ Ｄ　３　　＝　２　Ａ　ｓ Ｄａ　　＝　Ａ　ｓ　　＋　Ａ　ａ Ｄ　ｓ　　＝　２　Ａ　４ Ｄ　ａ　　＝　２　Ａ　ｓ 周波数（８／３）ｆ、ｃのディジタル輝度信号が供給さ
れる。クロック入力端子９２に周波数（８／３）ｆ、ｃ
のクロックが供給される。クロック入力端子９３に周波
数４ｆ、ｃのクロックが供給される。
入力端子９１からのディジタル信号がＤフリップフロッ
プ９４のデータ入力端に供給される。Ｄフリップフロッ
プ９４の出力がスイッチ回路９５のａ個入力端に供給さ
れるとともに、Ｄフリップフロップ９６のデータ入力端
に供給される。Ｄフリップフロップ９４のクロック入力
端には、クロッ入力端子９２から周波数（８／３）ｆ、
ｃのクロックが供給される。Ｄフリップフロップ９６の
クロック入力端には、インバータ９７を介して、周波数
（８／３）ｆ、／’クロック供給される。Ｄフリップフ
ロップ９６の出力がスイッチ回路９８のａ個入力端に供
給される。
スイッチ回路９５の出力がＤフリップフロップ９９のデ
ータ入力端に供給される。Ｄフリップフロップ９９の出
力が加算器１０１の一方の入力端に供給されるとともに
、スイッチ回路９５のｂ個入力端に供給される。
スイッチ回路９８の出力がＤフリップフロップ１００の
データ入力端に供給される。Ｄフリップフロップ１００
の出力が加算器１０１の他方の入力端に供給されるとと
もに、スイッチ回路９８のｂ個入力端に供給される。Ｄ
フリップフロップ９９及び１００のクロック入力端には
、クロック入力端子９３から周波数４ｆ０のクロックが
供給される。
加算器１０１の出力がＤフリップフロップ１０２のデー
タ入力端に供給される。Ｄフリップフロップ１０２のク
ロック入力端には、クロック入力端子９３から周波数４
ｆ０のクロックが供給される。Ｄフリップフロップ１０
２の出力が出力端子１０３から取り出される。
クロック入力端子９２からのクロックがＤフリップフロ
ップ１０４のデータ入力端子に供給される。Ｄフリップ
フロップ１０４の出力がＤフリップフロップ１０５のデ
ータ入力端子に供給される。
Ｄフリップフロップ１０５の出力がＤフリップフロップ
１０６のデータ入力端に供給される。Ｄフリップフロッ
プ１０４〜１０６のクロック入力端には、クロック入力
端子９３から周波数４ｆ３．のクロックが供給される。
Ｄフリップフロップ１０５の出力がスイッチ制御信号と
してスイッチ回路９８に供給される。Ｄフリップフロッ
プ１０６の出力がスイッチ制御信号としてスイッチ回路
９５に供給される。
入力端子９１からは、第２０図Ｃに示すように、ディジ
タル信号Ａｈ　、Ａｘ　、Ａｓ・・・が供給される。
この入力端子９１からのディジタル信号Ａ、　、Ａ２、
Ａ３・・・が周波数（８／３）ｆ、ｃのクロック（第２
０図Ａ）の立ち上がりで、Ｄフリップフロップ９４に取
り込まれる。Ｄフリップフロップ９４からは、第２０図
りに示すようなタイミングでディジタル信号Ａ＋　、Ａ
ｘ　、Ａ！・・・が出力される。
このＤフリップフロップ９４の出力がスイッチ回路９５
のａ側入力端に供給される。
クロック入力端子９２に供給される周波数（８／３）ｆ
、ｃのクロックは、第２０図Ａに示すように、デユーテ
ィ比が３３％とされている。このクロックが第２０図Ｍ
に示すように、インバータ９７で反転される。この反転
された周波数（８／３）ｆｏのクロック（第２０図Ｍ）
の立ち上がりで、Ｄフリップフロップ９４からの出力デ
ータ（第２０図Ｍ）がＤフリップフロップ９６に取り込
まれる。Ｄフリップフロップ９６からは、第２０図Ｍに
示すタイミングでディジタル信号Ａ１、Ａｔ　、Ａｓ・
・・が出力される。このＤフリップフロップ９６の出力
がスイッチ回路９８のａ側入力端に供給される。
第２０図り及び第２０図Ｍに示すように、Ｄフリップフ
ロップ９６から出力されるディジタル信号のタイミング
は、Ｄフリップフロップ９４から出力されるディジタル
信号のタイミングに対して、（８／３）ｆ、ｃで（１／
３）クロック分遅れている。
クロック入力端子９２からの周波数（８／３）ｆ　ｓｃ
のクロック（第２０図Ａ）は、クロック入力端子９３か
らの周波数４ｆ、ｃのクロック（第２０図Ｍ）の立ち上
がりでＤフリップフロップ１０４に取り込まれる。Ｄフ
リップフロップ１０４からは第２０図Ｇに示すような信
号が出力される。このＤフリップフロップ１０４の出力
がクロック入力端子９３からの周波数４ｆ、ｃのクロッ
ク（第２０図Ｍ）の立ち上がりでＤフリップフロップ１
０５に取り込まれる。Ｄフリップフロップ１０５からは
第２０図Ｍに示すような信号が出力される。
Ｄフリップフロップ１０５の出力がクロック入力端子９
３からの周波数４ｆ６．のクロック（第２０図Ｍ）の立
ち上がりでＤフリップフロップ１０６に取り込まれる。
Ｄフリップフロップ１０６からは第２０図■に示すよう
な信号が出力される。
Ｄフリップフロップ１０５の出力（第２０図Ｍ）により
、第２０図Ｍに示すように、スイッチ回路９８が切替え
られる。スイッチ回路９８は、第２０図Ｍに示すように
、Ｄフリップフロップ１０５の出力がローレベルの時に
はａ側に切替えられ、Ｄフリップフロップ１０５の出力
がハイレベルの時にはｂ側に切替えられる。
Ｄフリップフロップ１０６の出力（第２０図■）により
、第２０図Ｊに示すように、スイッチ回路９５が切替え
られる。Ｄフリップフロップ１０６の出力がローレベル
の時には、スイッチ回路９５がａ側に切替えられ、Ｄフ
リップフロップ１０６の出力がハイレベルの時には、ス
イッチ回路９５がｂ側に切替えられる。
時点Ｔ０で、第２０図Ｃに示すように、入力端子９１に
データＡ、が供給されると、周波数（８／３）ｆ、、で
１クロツク遅れた時点Ｔ＋で、第２０図りに示すように
、Ｄフリップフロップ９４からデータＡ、が出力される
。このデータＡ、が周波数（８／３）ｆ、ｃで更に（１
／３）クロック遅れた時点Ｔ２で、第２０図Ｍに示すよ
うに、Ｄフリップフロップ９６に取り込まれる。
周波数４ｆ、ｃのクロック（第２０図Ｍ）が立ち上がる
時点ｔ、で、スイッチ回路９５の出力がＤフリップフロ
ップ９９に取り込まれ、スイッ回路９８の出力がＤフリ
ップフロップ１００に取り込まれる。
時点ｔｌでは、第２０図Ｊ及び第２０図Ｍに示すように
、スイッチ回路９５及びスイッチ回路９８が共にａ側に
切替えられている。したがって、第２０図りに示すよう
に、Ｄフリップフロップ９９には、この時Ｄフリップフ
ロップ９４から出力されているデータＡ、が取り込まれ
る。また、第２０図Ｍに示すように、Ｄフリップフロッ
プ１００には、この時Ｄフリップフロップ９６から出力
されているデータＡ、が取り込まれる。
周波数（８／３）ｆ、ｃのクロックが立ち上がる時点Ｔ
、から、第２０図りに示すように、Ｄフリップフロップ
９４からデータＡ２が出力される。
これから（８／３）ｆ、ｃのクロックで（１／３）クロ
ック遅れた時点Ｔ４から、第２０図Ｍに示すように、Ｄ
フリップフロップ９６からデータＡ２が出力される。
周波数４ｆｓｃのクロック（第２０図Ｆ）が立ち上がる
時点ｔｚで、スイッチ回路９５の出力がＤフリップフロ
ップ９９に取り込まれ、スイッ回路９８の出力がＤフリ
ップフロップ１００に取り込まれる。
時点ｔｇでは、第２０図Ｊ及び第２０図Ｋに示すように
、スイッチ回路９５がａ側に切替えられ、スイッチ回路
９８がｂ側に切替えられている。したがって、第２０図
りに示すように、Ｄフリップフロップ９９には、この時
Ｄフリップフロップ９４から出力されているデータＡ２
が取り込まれる。
また、第２０図Ｍに示すように、Ｄフリップフロップ１
００には、Ｄフリップフロップ１００に蓄えられていた
データＡ、が再び取り込まれる。
Ｄフリップフロップ９９の出力とＤフリップフロップ１
００の出力とが加算器１０１で加算される。Ｄフリップ
フロップ９９からデータＡ２が出力され、Ｄフリップフ
ロップ１００からはデータＡ１が出力されているので、
第２０図Ｎに示すように、加算器１０１でデータ（Ａｔ
　＋Ａ２　）が求められる。
周波数（８／３）ｆ、ｃのクロックが立ち上がる時点Ｔ
、から、第２０図りに示すように、Ｄフリップフロップ
９４からデータＡ３が出力される。
周波数４ｆ、ｃのクロック（第２０図Ｆ）が立ち上がる
時点ｔ３で、スイッチ回路９５の出力がＤフリップフロ
ップ９９に取り込まれ、スイッ回路９８の出力がＤフリ
ップフロップ１００に取り込まれる。
時点ｔ３では、第２０図Ｊ及び第２０図Ｋに示すように
、スイッチ回路９５がｂ側に切替えられ、スイッチ回路
９８がａ側に切替えられている。したがって、第２０図
りに示すように、Ｄフリップフロップ９９には、Ｄフリ
ップフロップ９９に蓄えられていたデータＡｔが再び取
り込まれる。また、第２０図Ｍに示すように、Ｄフリッ
プフロップ１００には、この時スイッチ回路９８から出
力されているデータＡ２が取り込まれる。
Ｄフリップフロップ９９からデータＡ、が出力され、Ｄ
フリップフロップ１００からはデータＡ２が出力される
ので、第２０図Ｍに示すように、加算器１０１でデータ
２　Ａ　ｔが求められる。
反転された周波数（８／３）ｆ、ｃのクロックが立ち上
がる時点Ｔ、から、第２０図已に示すように、Ｄフリッ
プフロップ９４からデータＡ３が出力される。
周波数４ｆ、ｃのクロック（第２０図Ｆ）が立ち上がる
時点ｔ４で、スイッチ回路９５の出力がＤフリップフロ
ップ９９に取り込まれ、スイッ回路９８の出力がＤフリ
ップフロップ１００に取り込まれる。
時点ｔ４では、第２０図Ｊ及び第２０図Ｋに示すように
、スイッチ回路９５及びスイッチ回路９８が共にａ側に
切替えられている。したがって、第２０図りに示すよう
に、Ｄフリップフロップ９９には、この時スイッチ回路
９５から出力されているデータＡ３が取り込まれる。ま
た、第２０図Ｍに示すように、Ｄフリップフロップ１０
０には、この時スイッチ回路９８から出力されているデ
ータＡ、が取り込まれる。
Ｄフリップフロップ９９からデータＡ３が出力され、Ｄ
フリップフロップ１００からはデータＡ３が出力される
ので、第２０図Ｎに示すように、加算器１０１でデータ
２Ａ、が求められる。
周波数（８／３）ｆ、ｃのクロックが立ち上がる時点Ｔ
、から、第２０図りに示すように、Ｄフリップフロップ
９４からデータＡ４が出力される。
反転された周波数（８／３）ｆ、ｃのクロックが立ち上
がる時点Ｔ、から、第２０図Ｅに示すように、Ｄフリッ
プフロップ９４からデータＡ４が出力される。
周波数４ｆ０のクロック（第２０図Ｆ）が立ち上がる時
点ｔ、で、スイッチ回路９５の出力がＤフリップフロッ
プ９９に取り込まれ、スイッ回路９８の出力がＤフリッ
プフロップ１００に取り込まれる。
時点ｔｓでは、第２０図Ｊ及び第２０図Ｋに示すように
、スイッチ回路９５がａ側に切替えられ、スイッチ回路
９日がｂ側に切替えられている。したがって、第２０図
りに示すように、Ｄフリップフロップ９９には、この時
Ｄフリップフロップ９４から出力されているデータＡ４
が取り込まれるまた、第２０図Ｍに示すように、Ｄフリ
ップ７０ツブ１００には、Ｄフリップフロップ１００に
蓄えられていたデータＡ、が再び取り込まれる。
Ｄフリップフロップ９９の出力とＤフリップフロップ１
００の出力とが加算器１０１で加算される。Ｄフリップ
フロップ９９からデータＡ４が出力され、Ｄフリップフ
ロップ１００からはデータＡ、が出力されているので、
第２０図Ｎに示すように、加算器１０１でデータ（Ａ３
　＋Ａ４　）が求められる。
以下、同様の動作が繰り返される。
第２０図Ｎに示すように、加算器１０１からは、データ
（Ａｔ　＋Ａｔ　）　、２　Ａｔ　、２　Ａ３、（Ａ５
＋Ａ４）・・・が順次得られる。この加算器１０１の出
力がＤフリップフロップ１０２を介して、第２０図０に
示すように取り出される。
ｃ３．１ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた場
合の乗換フィルタの構成 第２図は、ＣＣＤ撮像素子２としてｌライン７６０画素
のものを用いた場合の構成を示すものである。この場合
には、入力端子９１にサンプリング周波数４ｆ、ｃのデ
ィジタル信号が供給される。
クロック入力端子９２には、周波数４ｆ、ｃのクロック
が供給される。スイッチ回！！９５及び９８はａ側に固
定される。また、Ｄフリップフロップ９６のクロック入
力端には、クロック入力端子９２からの周波数４ｆ、ｃ
のクロックが供給される。他の構成は、前述のＣＣＤ撮
像素子２として１ライン５１０画素のものを用いた場合
の構成と同じである。
この場合には、入力端子９１に、ＣＣＤ撮像素子２から
のディジタル輝度信号Ｂ＋　、Ｂｚ　、Ｂｓ・・・が供
給される。第２図に示す乗換フィルタ８４で、このディ
ジタル輝度信号Ｂ＋　、Ｂｘ　、Ｂ３・・・から、デー
タ（Ｂｌ　＋Ｂｔ　）、（Ｂｚ十Ｂ、＋）、（Ｂ３　＋
Ｅ１４　）・・・が順次形成される。このデータ出力は
、４ｆ、ｃのディジタル信号を、伝達関数Ｈ（Ｚ）が Ｈ（Ｚ）＝　−（１＋Ｚ−１） なる特性のフィルタを介して取り出したものである。
第２図において、入力端子９１に、第２１図Ｂに示すよ
うなディジタル輝度信号１１３ｔ　、　Ｂｌ　、Ｂ、・
・・が供給される。クロック入力端子９２に、第２１図
Ａに示すように周波数４ｆｓｃのクロックが供給される
。この入力端子９１からのディジタル輝度信号が周波数
４ｆ、ｃのクロック（第２１図Ａ）の立ち上がりで、Ｄ
フリップフロップ９４に取り込まれる。Ｄフリップフロ
ップ９４からは、第２１図Ｃに示すようなタイミングで
ディジタル信号ＢＩ、Ｂｔ　、Ｂｓ・・・が出力される
。
このＤフリップフロップ９４の出力が周波数４ｆ　ｓｃ
のクロック（第２１図Ａ）の立ち上がりで、Ｄフリップ
フロップ９６に取り込まれる。Ｄフリップフロップ９６
からは、第２１図りに示すようなタイミングでディジタ
ル信号Ｂ、　、Ｂ、　、Ｂ。
・・・が出力される。
第２１図Ｃ及び第２１図りに示すように、Ｄフリップフ
ロップ９４の出力は、Ｄフリップフロップ９６の出力に
対してｌクロツタ遅延される。スイッチ回路９５及び９
８は、第２１図Ｅ及び第２１図Ｆに示すように共にａ側
に切替えられているので、このＤフリップフロップ９４
及び９６の出力が周波数４ｆ□のクロック（第２１図Ａ
）の立ち上がりで、Ｄフリップフロップ９９及び１００
にそれぞれ取り込まれる。
Ｄフリップフロップ９９及び１００からは、第２１図Ｇ
及び第２１図Ｈに示すようなタイミングでディジタル信
号Ｂ＋　、Ｂｌ　、Ｂｓ・・・が出力される。このＤフ
リップフロップ９９及び１００の出力が加算器１０１で
加算される。これにより、第２１図Ｉに示すように、デ
ータ（Ｂｌ　＋１３．　）、（Ｂｇ＋Ｂｓ）、（Ｂｓ　
＋Ｂａ　）・・・が順次形成される。このデータ（Ｂｌ
　＋Ｂｚ　）、（Ｂ、　＋Ｂ、）、（Ｂ３　＋Ｂ４　）
・・・が第２１図Ｊに示すように、Ｄフリップフロップ
１０２を介して出力端子１０３から取り出される。
ｃ４．Ｙ分離回路の特性 第２２図は、ＣＣＤ撮像素子２として１ライン５１０西
素のものを用いた場合のＹ分離回路３２の特性を示すも
のである。この場合には、前述したように、乗換フィル
タ８４は、サンプリング周波数（８／３）ｆ、ｃのディ
ジタル信号を周波数８ｆ　ｓｃでオーバーサンプリング
した信号に対して、伝達関数がＨ（Ｚ）が Ｈ（Ｚ）＝　　　　（１＋２２−１＋２２−１＋Ｚ−３
）なる特性となる。したがって、Ｙ分離回路３２全体で
は、第２２図に示すような特性となる。第２２図に示す
特性から分かるように、このＹ分離回路３２では、低域
成分に折り返す（４／３）ｆ、ｃの成分が除去されてい
る。
第２３図は、ＣＣＤ撮像素子２として１ライン５１０西
素のものを用いた場合のＹ分離回路３２の特性を示すも
のである。この場合には、前述したように、乗換フィル
タ８４は、サンプリング周波数４ｆ、ｃのディジタル信
号に対して、Ｈ（Ｚ）＝−（１＋Ｚ弓） なる特性となる。したがって、Ｙ分離回路３２全体では
、第２３図に示すような特性が得られる。
第２３図に示す特性から分かるように、低域成分に折り
返す２ｆ、ｃの成分を除去することができる。
〔発明の効果〕
この発明によれば、１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素
子を用いた場合には、フリップフロップ９６で位相の異
なる入力データが形成され、スイッチ回路９５及び９８
を制御して入力データ及び位相の異なる入力データ信号
と、前回までフリップフロップ９９及び１００にそれぞ
れ蓄えられていたデータとが選択的にフリップフロップ
９９及び１００にそれぞれ取り込まれる。そして、フリ
ップフロップ９９及び１００の出力が加算器１０１で加
算される。これにより、サンプリング周波数Ｃｓ／３ｆ
ｓｃ）のディジタル信号をサンプリング周波数４ｆ、ｃ
と公倍数の関係にある周波数８ｆ■でオーバーサンプリ
ングし、 Ｈ（Ｚ）＝−（１＋２２−１＋２２−”＋Ｚ−’）で示
す伝達関数のフィルタを介したのと等価な出力が得られ
る。
なお、周波数８ｆ、ｃでオーバーサンプリングして、周
波数４ｆ、ｃでリサンプルした時のデータを得るように
しているので、周波数８ｆｓｃで動作させなければなら
ない部分は無く、高速素子を用いる必要がない。
また、スイッチ回路９５及び９８を固定させておけば、
１ライン７６０西素のＣＣＤ撮像素子２の出力を、 Ｈ（Ｚ）＝　−（１＋Ｚ−’） なる特性のフィルタを介されたデータが得られる。
したがって、画素数の異なるＣＣＤ撮像素子２に対して
、共通なハードウェアを用いることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた
場合の乗換フィルタの構成を示すブロック図、第２図は
１ライン７６０西素のＣＣＤ撮像素子を用いた場合の乗
換フィルタの構成を示すブロック図、第３図はこの発明
が適用できるビデオカメラの一例の全体構成を示すブロ
ック図、第４図はこの発明が適用できるビデオカメラに
おけるレンズ構成の説明に用いる側面図、第５図はこの
発明が適用できるビデオカメラにおける撮像素子の画素
配列の説明に用いる路線図、第６図はこの発明が適用で
きるビデオカメラにおけるオプティカルディテクタの説
明に用いるタイミング図、第７図はこの発明が適用でき
るビデオカメラにおけるオプティカルディテクタの構成
を示すブロック図、第８図はコアリングの説明に用いる
波形図。 第９図は高輝度圧縮の説明に用いる波形図、第１０図は
露光検出エリアの説明に用いる路線図、第１１図はニー
回路の説明に用いるグラフ、第１２図はヒスト回路の説
明に用いる路線図及び波形図。 第１３図は自動露光制御の説明に用いる機能ブロック図
、第１４図はニー回路の制御の説明に用いるグラフ、第
１５図はワンブツシュオートホワイトバランスの説明に
用いる路線図、第１６図はＹ分離回路の説明に用いるス
ペクトラム図、第１７図は１ライン５１０画素のＣＣＤ
撮像素子を用いた場合のＹ分離回路の構成を示すブロッ
ク図、第１８図は１ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素子
を用いた場合のＹ分離回路の構成を示すブロック図。 第１９図は乗換フィルタの説明に用いる路線図。 第２０図は１ライン５１０画素のＣＣＤ撮像素子を用い
た場合の乗換フィルタの説明に用いるタイミング図、第
２１図は１ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた
場合の乗換フィルタの説明に用いるタイミング図、第２
２図はｌライ２５１０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた場
合のＹ分離回路の説明に用いる周波数特性図、第２３図
は１ライン７６０画素のＣＣＤ撮像素子を用いた場合の
Ｙ分離回路の説明に用いる周波数特性図である。 図面における主要な符号の説明 １１ニオブテイカルデイテクタ。 ３２：Ｙ分離回路、８４：乗換フィルタ。 ８５：リサンプル回路。 ９４．９６，９９，１００，１０２，１０４〜１０６：
Ｄフリップフロップ。 ９５．９８：スイッチ回路。 １０１：加算器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 第１のサンプリング周波数のディジタル信号を第２のサ
    ンプリング周波数に乗換えさせるとともに、上記第１の
    サンプリング周波数のディジタル信号に対して、所定の
    周波数特性を持たせるようにしたサンプリング周波数乗
    換フィルタ回路において、 入力された上記第１のサンプリング周波数のディジタル
    信号を所定量遅延させる遅延回路と、入力された上記第
    １のサンプリング周波数のディジタル信号を上記第２の
    サンプリング周波数のクロックで取り込む第１のフリッ
    プフロップと、上記遅延回路を介して所定量遅延された
    上記第１のサンプリング周波数のディジタル信号を上記
    第２のサンプリング周波数のクロックで取り込む第２の
    フリップフロップと、 上記第１のフリップフロップの出力と上記第２のフリッ
    プフロップの出力とを加算する加算回路と、 上記第１のサンプリング周波数と上記第２のサンプリン
    グ周波数との公倍数の関係にある周波数で上記第１のサ
    ンプリング周波数のディジタル信号をオーバーサンプリ
    ングし、これを所定の周波数特性のフィルタを介し、上
    記第２のサンプリング周波数でリサンプルしたのと等価
    な出力が上記加算回路から得られるように、上記第１及
    び第２のフリップフロップの入力を制御する制御回路と
    を備えるようにしたことを特徴とするサンプリング周波
    数乗換フィルタ。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3395184B2 (ja) * 1991-01-25 2003-04-07 ソニー株式会社 ビデオカメラ
US6512791B1 (en) * 1991-05-15 2003-01-28 Canon Kabushiki Kaisha Image processing apparatus having means for controlling exposure using an orthogonal transformation coefficient
US5694168A (en) * 1991-09-04 1997-12-02 Fuji Photo Film Co., Ltd. Auto focus control device and method including selecting a zone for detecting an evaluative value for focusing in accordance with photographing direction
GB9121504D0 (en) * 1991-10-10 1991-11-27 Snell & Wilcox Ltd Signal sampling
JPH05292382A (ja) * 1992-04-15 1993-11-05 Sony Corp オートフォーカス装置
EP0679021B1 (en) * 1994-04-19 2010-12-15 Eastman Kodak Company Automatic camera exposure control using variable exposure index CCD sensor
US5874994A (en) * 1995-06-30 1999-02-23 Eastman Kodak Company Filter employing arithmetic operations for an electronic sychronized digital camera
US5926209A (en) * 1995-07-14 1999-07-20 Sensormatic Electronics Corporation Video camera apparatus with compression system responsive to video camera adjustment
WO1998058024A1 (fr) 1997-06-19 1998-12-23 Mitsui Chemicals, Inc. Composition de resine a mouler
US6657668B1 (en) * 1997-11-19 2003-12-02 Ricoh Company, Ltd. Method, system, and computer readable medium for controlling automatic focusing of a digital camera
JP5132507B2 (ja) * 2008-09-26 2013-01-30 オリンパス株式会社 焦点検出装置およびカメラシステム
US8049811B2 (en) * 2009-01-28 2011-11-01 Board Of Regents, The University Of Texas System Automatic focusing apparatus and method for digital images using automatic filter switching
JP5271165B2 (ja) * 2009-06-15 2013-08-21 富士フイルム株式会社 撮影装置および撮影制御方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3660767A (en) * 1969-12-18 1972-05-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd Frequency divider circuit system
US4355228A (en) * 1978-03-06 1982-10-19 Artek Systems Corporation Image analyzer with light pen or the like and shading corrector
NL8204728A (nl) * 1982-12-07 1984-07-02 Philips Nv Televisieschakeling voor raster- en lijnfrekwentieverdubbeling en beelddeelvergroting.
JPS60183876A (ja) * 1984-03-02 1985-09-19 Konishiroku Photo Ind Co Ltd ビデオカメラのオ−トフオ−カス装置
US4845437A (en) * 1985-07-09 1989-07-04 Minolta Camera Kabushiki Kaisha Synchronous clock frequency conversion circuit
JPS6319830U (ja) * 1986-07-18 1988-02-09
JP2592810B2 (ja) * 1986-09-30 1997-03-19 株式会社東芝 サンプルレート変換回路
JP2611269B2 (ja) * 1987-10-23 1997-05-21 ソニー株式会社 固体撮像装置の信号処理装置
JP2696901B2 (ja) * 1988-04-08 1998-01-14 ソニー株式会社 サンプリング周波数変換回路
JP2584019B2 (ja) * 1988-06-17 1997-02-19 富士写真フイルム株式会社 カメラおよびその合焦制御装置

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