JPH0315289A - 低速度スイッチングリラクタンスモータの制御システム及び制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、一般にモータの制御に関し、更に詳しくはス
イッチングリラクタンスモータの制御システム及び制御
方法に関する。

〔従来の技術〕

スイッチングリラクタンスモータは、固定子と回転子と
の間に多重電極若しくは歯を備えている．そして、固定
子の上には位相巻線が巻回されているが、回転子の上に
は巻線は巻回されていない。

対角に向かい合った固定子電極のそれぞれの組は、多相
スイッチングリラクタンスモータの１位相の型に直列に
接続されている。トルクは、回転子の角度に同期するよ
うに予め定められたシーケンスに従い、各位相巻線の中
のスイッチング電流によって生じ、このため、引く方の
磁力が互いに近接する回転子と固定子の電極の間に励磁
される。電流はその位相の固定子電極に最も近接した回
転子電極が当該固定子電極と一列に並ぶ位置まで回転す
る前に、位相毎にオフスイッチングされる。さもないと
、引く方向の磁力が負の又は停止トルクを生じることに
なる。そのトルク発生は電流の方向に影響を受けないた
め、回転子の動きと同期した単同性の電流パルスは、ど
ちらの方向の発生トルクにも適用することができる。こ
れらのパルスはサイリスクやトランジスタなどの電流変
換素子を用いたコンバータによって発生する。

運転中、スイッチングリラクタンスモータの位相は、コ
ンバータの中のスイッチの閉鎖とその位相の固定子巻線
の中の電流の循環とモータへの直流電流からのエネルギ
ーの供給とによって、その度毎にオンになる。この電流
の供給によって誘導されたエネルギーは、最小磁気抵抗
の方向に回転する回転子により、一部は機械エネルギー
に、一部は磁場に随伴した蓄積エネルギーに変換される
．スイッチが開いた後、蓄積磁気エネルギーの一部は、
機械的出力に変換され、また一部は直流電源に帰する。

米国特許第４，７０７，６５０号公報には、プログラム
制御，クローズドループ，フィードバック制御と合体し
た４つの四分円の制御システム，角度制御，電流制御を
使用したスイッチングリラクタンスモータの制御システ
ムについて記載されている。フィードバック制御は、速
度のフィードバックルーブまたはトルクフィードバック
ループ若しくはこれらの両方と合体する。角度制御は、
固定子の位相電流パルスと回転子の位置とを数的に同期
させ、また電流制御は固定子の位相電流パルスの量を制
限するために、チョッピング制御装置若しくはハングバ
ング制御装置のように動作する。フィードバックモード
中での各位相毎の固定子位相電流パルスの量，ターン・
オン及びターン・オフの制御は、モータ駆動の４つの四
分円全て、すなわち、正回転，正方向ブレーキング，逆
回転，逆方向ブレーキングにおいて、最適な実行によっ
てスムーズな運転とフルトルクとフル速度範囲を提供す
るように制御される。

クローズドルーブフィードバンク制御は、実際のモータ
速度信号と電流指令を形或するための駆動指令とから実
際の位相電流の規制量を与えるような処理をし、またモ
ータが駆動している中で個々の四分円と調整されるター
ン・オン角度信号とパルス幅角度信号を発する。ターン
・オン角度の値とパルス幅角の値は、モータ運転の異な
る四分円に対してプログラマブルである。回転四分円に
とって、パルス幅角度信号が電流指令と実際のモータ速
度の関数であるのに対し、ターン・オン角度信号は電流
指令に正比例する。

デジタル角度制御は、多相同期パルス列と個々の固定子
位相の単固定子位相信号とを形成するために、回転子位
置情報信号を処理する。角度制御はまた、要求された分
解角度に基づいて分解信号を発生する。角度制御は、タ
ーン・オン角度信号とパルス幅角度信号を各固定子位相
毎の回転子位置と同期した対応電流パルスに変換するた
めに、分解信号と単固定子位相同期信号を用いる。

電流制御は、電流量規制信号を発生するために、フィー
ドバック制御からの電流指令と固定子位相毎に実際の電
流とを比較し、モータパワー変換器内のスイッチング要
素に用いられる固定子電流制御パルスを発生させるため
に、前記電流量規制信号を角度制御からの位相毎のパル
ス列と連結する。

近年、周知のシステムがスイッチングリラクタンスモー
タの適当な制御を提供している間に、一層の進歩と比較
的広く低い速度範囲を越える運転が考えられている。例
えば、指令された角度において巻線電流が指令されたセ
ットポイント値に達することを保証できる制御システム
を備えることで、約１６（１００ｒｐｍ．まで速度が向
上する。

このような願わしい特徴、すなわち前記米国特許第４，
７０７，６５０号公報内に１つの形態が示されているも
のは、広い速度範囲を越えるスイッチングリラクタンス
モータの運転にとって重要である。それは、モータ内の
逆起電力（Ｃ巳ＭＦ）がモータの回転子の角速度の関数
だからである。例えば、高速でのターン・オンとターン
・オフのセットと同しように、その逆起電力は電流パル
スの始期における極性内で陽性である。従って、対向す
る巻線内のへ電流の導入は、電流パルスの終期が調整位
置を過ぎて伸びている間、極性内で負極になる逆起電力
と巻線内で保持される強制電流を引き起こすことになる
。電流パルスがその目標値に達する間の遅延総計は、電
流レベルと速度と電流パルスの位置と直流電源の電圧と
相関的なものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

このように、従来の制御システムにおいては、ターン・
オン角度とターン・オフ角度のセット位置が固定される
結果、本来速度の増加に伴って増加する回転トルクが大
幅に減少してしまう。

〔発明の目的〕

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、スイッ
チングリラクタンスモータの改善された制御システム、
即ち、広い速度範囲を越えて電流パルスを制御し、出力
トルクの損失の少ない制御システム及び制御方法を提供
することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明は上目的を達戒するために、スイツチングリラク
クンスモークの電流パルスの点弧角を確立する高性能角
度調整器を具体化する。

すなわち、本発明に係るスイッチングリラクタンスモー
タの制御システム及び制御方法は、回転子位置と目標モ
ータ電流の各々の表示信号を形成し；多相モータの位相
毎の実際の電流の表示信号を供給し；ある程度実際のモ
ータ電流と目標モータ電流との差を最小限度に抑えるた
めに、目標モータ電流信号と実際のモータ電流信号に反
応してモータ電流を調節し；各位相毎に予め選択された
回転子角位置で、実際のモータ位相巻線電流が目標電流
に達するようにするために、多相モータの巻線位相毎に
ターン・オンとターン・オフが行われる時に、予め選択
された回転子位置角に対応するターン・オン角度とター
ン・オフ角度の表示信号を供給し；少なくともｌつの実
際のモータ電流信号と目標モーク電流信号とを比較し、
モータの対応する位相内の実際のモータ電流が目標モー
タ電流に達した瞬間に回転子角位置を確定し：確定され
た回転子角位置と予め選択された回転子角位置との差を
いくらかでも最小限に抑えるように、確定された回転子
角位置に反応してターン・オン角度を調節するように構
威している。

〔作用〕

本発明は以上のように構威しているため、電流パルスの
フィードバック制御は回転子のいかなる位置においても
行われ、従って最初に最適なターン・オン角度とターン
・オフ角度を選択すれば、高性能角度調整器によって巻
線電流が最適値に達するまで連続的にターン・オン角度
とターン・オフ角度が調整され、電流立上り時間が極わ
ずかな超低速においても、位相電流パルスの調整が可能
になる。

すなわち、本発明に係る角度調整器によれば、位相電流
が回転子の最適角度で目標値に達することが確実になり
、電流指令に対してモータ速度．電圧，トルクの広い範
囲を越えて充分な出力トルクを発生させることができる
。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を添付図面を参照しつつ詳細に
説明する。

第１図Ａは、固定子１４内で正，逆いずれの方向にも回
転可能な回転子ｌ２を含んだ代表的なスイッチングリラ
クタンスモータ１０の概略図である。正方向Ｆは逆方向
Ｒが回転子の時計方向の回転を示すのに対し、回転子の
反時計方向の回転を示すものである。回転子１２は、ａ
−ａ，ｂ−ｂ’ｃ−ｃ’　というように表示された各々
対向した３＆Ｉｌの電極を備えている。一方、固定子に
は、Ａ−Ａ’　　　Ｂ−Ｂ’　　　Ｃ−Ｃ″　というよ
うに分類された各々対向する３＆ＩＩの電極が備えられ
ている．なお、説明の便宜上、モータ１０はそれぞれの
回転子電極と固定子電極が１８゜の広がりを持っている
ように描かれている。近接した固定子電極の間の隙間が
２７゜であるのに対し、本実施例の中の近接した回転子
電極の円周の間隔又は隙間は４２゜である。なお、これ
らの角度は、中心点Ｏを基準に測定したものである。

それぞれの固定子電極対の対向する電極は、共通の巻線
を分け、個々の固定子電極を限定する。

位相ＡＩに対する代表的な巻線コイル１６は第ｌ図Ａに
示されている。同様の巻線が他の固定子電極対の各々に
巻回されている。回転子の回転力は、回転子の角位置と
同期するように予め定められたシーケンスに基づいてそ
れぞれの固定子位相巻線における電流のオンーオフスイ
ッチングによって与えられる。各固定子位相内の電流は
、第１図Ｂの４つの並列に接続された固定子位相脚ＰＨ
−Ａ，ＰＨ−Ｂ，ＰＨ−Ｃ，ＰＨ−Ｄを横切って直流リ
ンク電圧■４を印加するパワーコンバータから供給され
る。リンク電圧■４は、バンテリー（図示せず）又は交
流電源から得られる。例えば、３相，２２０Ｖ，６０ヘ
ルツライン，周知のダイオードを通過する整流回路２２
とフィルターコンデンサ２３による。

各固定子位相脚のコンバータ回路はそれぞれ等価である
。ＰＨ−Ａ脚は、例えば固定子巻線２４Ａと、第１．第
２の復帰ダイオード２６Ａ，２６Ａ゛　と、トランジス
タ２７Ａ，２７Ａ”のような第ｌ，第２の電流スイッチ
ング素子とを含み、第ｌ図Ｂに示されているように配線
されている。トランジスタのベースは、電流制御４日の
出力端子にそれぞれ接続されている。

トランジスタ２７Ａ，２７Ａ’　がオンにスイッチング
されると、位相電流Ｉ．はリンク電流１ｄから位相Ａに
対する固定子巻線を通って供給される。一方、トランジ
スタ２７Ａ，２７Ａ″がオフにスイッチングされると、
復帰ダイオード２６Ａ，２６Ａ′を通って電源又はフィ
ルターコンデンサ２３へ逆循環されことによって、巻線
２４Ａ内の電流は減衰する。停止している間は、整流さ
れた交流電源を介して抵抗Ｒと直列に接続されたダイナ
ミックブレーキトランジスタＴｄ，は、コンデンサ２３
中へ回復エネルギーを給送するというよりは、むしろ抵
抗只の中でこれを消去するようにオンスイッチングされ
る。二者択一的に、バッテリーバワーの補給によって、
そのエネルギーはバッテリーに吸収され得た。位相電流
１，を表示する信号ｉ．は、スイスジュネーブのリエゾ
ン・エレクトロニク・メカニク・ソシエテ・アノニム（
Ｌｒａｉｓｏｎｓ　ＥＩｅｃｔｒｏｎｒｑｕｅｓ　Ｍｅ
ｃｈａｒ＋ｉｑｕｅｓ　Ｓ．　　Ａ．）によって商業的
に供給されたように、分路または電流変＃Ａ器のような
何か適当な要素２５Ａによって発生する。

ＰＨ−Ａ脚と同様に作用する他の位相脚のコンバーター
回路は、この中では詳述しない。それぞれの位相巻線に
直列に接続されたトランジスタ対は、回転方向別の伝導
指令によって、次々に導かれるようになる。図示された
実施例の中で、個々の位相は回転子位置に関しては、６
０゜の周期で周期的に発火し、そして、このため４相機
械においては、連続的な位相は１５゜間隔で発火する。

異なる動作の四分円のための固定子位相電流パルスのタ
イ短ングと波形は、第２図Ａ〜第２図Ｃに示されている
。このうち、固定子電極対のインダクタンスの分布、例
えば位相Ａについて回転子角の方位に関しては第２図Ａ
に示され、一方個々の四分円についての代表的な固定子
位相電流パルスは第２図Ｂ，第２図Ｃに示されている。

インダクタンス分布は、６０”の周期θ。，と上昇イン
ダクタンスの分布を有し、下降インダクタンスと最小イ
ンダクタンス周期と、正．逆両方向の回転と基準フレー
ムは第２図Ａに示されている。正回転においては、イン
ダクタンスは最初にｌ８゜増加する。１８゜の位置では
、回転子電極は固定子電極と一致し、インダクタンスは
ビークＬｐに達する。

サイクルが繰り返されている間工８゜〜３６゜ではイン
ダクタンスは降下し、次の２４゜の間では最小インダク
タンスＬ，に帰する。一方逆回転の場合は、インダクタ
ンスはＯ０から１８°で降下し、ｌ８゜〜４２゜の間最
小インダクタンスＬ．になり、それから４２゜〜６０°
でピークインダクタンスし，まで上昇する。

検出データ第２図Ａと第２図Ｂにおいて、正回転ＦＭ四
分円の中で、インダクタンス分布がプラスの傾斜の所で
固定子電流パルス２８が安定するのがわかる。電流Ｉは
ターン・オン角度θ。でオンになり、インダクタンス分
布のコーナーポイント（０゜）での■の量まで直線的に
上昇する。電流Ｉはチョッピングかパングバング制御に
よってしっかりと一定値を維持し、最終的に指定された
電流■と等しくなるように制御される。巻線２４と直列
に組まれたトランジスタスイッチは、ピークインダクタ
ンスＬ，点より若干大きなターン・オフ角度θ，で切Ｉ
Ｊｆｒ（オフ）される。その結果、電流がＯに達する角
度θ９において、負のインダクタンス傾斜の範囲内にほ
んの少しの電流が生しる。トランジスタターン・オン角
度θ。からターン・オフ角度θ３まで広がったパルス幅
角θ．が第２図Ｂに示されている。

第２図Ｂのバルス３０によって示されているように、実
際の速度Ｗ，は増加し、角度θ。とθ９は互いに別々に
伸びぼたは広がるが、パルス幅角θ．は不変を維持する
。高速においては、機械の逆起電力（ＣＥＭＦ）は直流
電′ａ電圧を越え、パングバング電流制御は失われる。

角度θ。とθ９の広がりは、トルクが最も効果的に発生
するように制御される。

第２図Ｃに示されているように、逆回転中の低速度電流
パルス波形２９と高速における波形３１は、それらの方
向が逆転することと、インダクタンス分布の反対の傾斜
の間に生じることを除けば、正回転の場合と等しい。

スイッチングリラクタンスモータの駆動システムの基本
的な制御変数は、次のようにまとめられる。

Ｉ：チョンピング電流レベル θ。：トランジスタのターン・オン角度θｑ　：トラン
ジスタのターン・オフ角度θ，，，，：θ。とθ，との
差 第３図には、本発明が有効に使用されたスイッチングリ
ラクタンスモータの制御システムの一形態を簡略化した
ブロック図が示されている。基本的な制御システムはフ
ィードバック制御ブロック４４，角度制御ブロック４６
，電流制御ブロック４８から構成されている。更に、始
動制御ブロック５０，絶対回転子位置エンコーダブロッ
ク５２，増加位置エンコーダブロック５４，速度計算機
ブロック５６が含まれている。

フィードバック制御ブロック４４は、トルクル一プか、
速度ループか、または内部トルクフィードバックループ
を備えた速度ループから構戒されるものであってもよい
。第３図においては、図示されているように、速度ルー
プを採用している。

フィードバック制御ブロック４４は、例えば速度指令Ｗ
　ｒ　”のようなオペレーター指令と、速度演算ブロッ
ク５６からの実際の速度信号Ｗ，．とを受ける。そして
、クローズドループフィードバック制御４４は、電流指
令ビを発生させるために、オペレーター指令と実際の速
度信号を処理する。

すなわち、ターン・オン角度信号θ。とパルス幅角度信
号θｐｗを求める。ターン・オン角度とパルス幅角度信
号の値は、異なる運動の四分円として別個にプログラム
できるようにしてもよい。例えば、ターン・オン角度信
号が電流指令に正比例し、パルス幅角度信号かターン・
オフ角度信号が電流指令と実際のモータ速度の関数であ
ってもよい。

フィードバック制御ブロック４４の遂行の一形態の詳細
な説明は、前述の米国特許第４，７０７，６５０号公報
を参照されたい。

角度制御ブロソク４６はターン・オン角度信号θ０とタ
ーン・オフかパルス幅角度信号θ、をフィードバック制
御ブロック４４から受けるとともに、回転子位置情報信
号Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をエンコーダ５２から受ける
。角度制御ブロック４６は異なる固定子位相に対する位
相ずれしたパルス列を互いに供給するようにこれらの信
号をデジタル処理する。それぞれのパルス列は回転子位
置と同期した伝導角パルスを含み、選択されたモータ運
動の四分円に従ってモータのインダクタンス分布と調整
される。電流制御ブロック４８はフィードバック制御ブ
ロック４４から電流指令Ｉ９と、固定子位相毎の実際の
電流の代表的な信号ｉａ，ｉｂ，ｉｃ，ｉｄと、角度制
御ブロック４６からパルス列をそれぞれ受信する。

電流制御ブロック４日はスイッチング制御信号Ｓａ−Ｓ
ａ’　，　Ｓｂ−Ｓｂ’　，　Ｓｃ−Ｓｃ’Ｓｄ−Ｓｄ
’　を、例えば第１図Ｂのトランジスタ対２７．Ａと２
７Ａ″のようなトランジスタ対のベース端子に対して供
給するように、これらの信号を処理する。この電流制御
ブロック４８は好ましくはパングバング制御の原理に基
づいて作用し、電流指令のヒステリシスバンドの範囲内
で、基拳速度しだいで、実際の電流振幅を固定子位相毎
に維持するような役割を果たし、基準速度を越えたヒス
テリシスバンドの最大値まで固定子位相毎に実際の電流
のピーク幅を規制する。

この制御システムは好ましくは、回転子の回転を開始す
るための始動制御ブロック５０を含む。

始動制御のＩつの例が、米国特許第４．　７１３，　５
９４号公報にビー・ケイ・ブース（Ｂ．　Ｋ．　Ｂｏｓ
ｅ）とビー℃エム・スチェスニ−　（Ｐ．　Ｍ．　Ｓｚ
ｃｚｅｓｎｙ）によって「スイッチングリラクタンスモ
ータのスタートアップ制御」と表題を付けて記載されて
いる。

回転子絶対位置エンコーダ５２は、パルス同期化の目的
のために角度制御ブロック４６と始動制御ブロック５０
に対して、位置情報信号すなわち瞬間の回転子位置の表
示Ｓｌ−３４を供給する。

同じ回転子位置情報信号は実速度信号Ｗ１を発生する速
度計算機によって有効に処理することができる。

第３図の制御システムの動作の完全な説明にっては、米
国特許第４，７０７，６５０号公報に詳しい。本発明は
、正，逆に回転している間に角度制御ブロック４６に対
してターン・オン，オフの指令を供給するθ。とθ、角
度のより正確でより良い１・ラッキングを得るために、
フィードバック制御ブロンク４４に改良を加えている。

本発明の動作について記述する前に、第３図のフィード
バック制御ブロック４４の手段として利用することがで
きる速度制御ループ６０が示された第４図を最初に参照
されたい。この制御ループ６０には、実速度Ｗｒと速度
指令Ｗｒ”とを比較し、それらの速度差信号Ｗｄを求め
る加算回路８２が含まれている。

第３図において既に記述したように、回転子位置情報信
号が絶対エンコーダ５２か増分エンコーダ５４の一方に
よって供給されてから実速度が速度計算機５６によって
算出されるまでの間は、速度指令Ｗ，１１が動作人力と
なる。加算回路８２からの速度差信号Ｗｄは、比例正積
分コンピュータ８４と電流指令Ｉ゜を発生する絶対値回
路８６によってそれぞれ処理される。速度差信号Ｗ，は
、極性検出器８日において接地される正人力に対し、負
人力にもなる。極性検出器８日の出力信号は、モータ四
分円と発電四分円とを区別するために使用され、またタ
ーン・オン角度とパルス幅角をモータ運転四分円と等し
くするために使用しても良い。電流指令Ｉ“は第３図に
示されているように、電流制御プロンク４日に供給され
る。

本発明によると、電流指令信号Ｉ“は第５図にブロック
図によって示されたターン・オン角度θ。とターン・オ
フ角度θ，の演算サブシステムである高性能角度調整器
８７にも供給される。高性能角度調整器においては、電
流指令Ｉ”はそれ自身を確定するために、位相電流が指
定僅に最初に達した時に、比較器９０において位相電流
基準ｊｘ　　（ｉｉｔ　　ｉｂ＋　　ｉＣ，ｊａのいず
れか）と比較される。

好ましい実施態様においては、１つの単相電流ｉ　．は
単比較器によって表され、他の位相電流は回転子と固定
子の確定された角関係によってこれに続くため、１８が
必要な全てである。しかしながら、電流指令信号Ｉ１を
比較する時に１つずつ取り出される位相毎の電流によっ
て、このｉＸが第１図に示された多電極モータの位相毎
の電流を表すものであっても良いことが認められる。位
相電流ｉ　．が基準値Ｉ“に達した時に、比較器９０は
ラッチ９２にエンコーダ信号３１〜Ｓ４によって表され
ているようにその時の回転子位置を維持させる。リセッ
ト信号は、ラソチ９２にラッチされた電流が指令信号Ｉ
１によって決定される基準レベルに達した最初の回転子
位置を保証するために準備される。そして、その時点で
モニターされている位相内の電流がＯになった後に、そ
のリセット信号はラッチを解除するかクリアにする。な
お、このリセット信号はターン・オフ角度θ９において
第３図の角度制御ブロック４６から発生させるようにし
てもよい。スイッチングリラクタンスモータの位相毎の
電流パルスをモニターする結続の特殊実装は、第５図に
は示されていないが、従来より良く知られている。

位相電流Ｌが指令値■２に達した時のランチ位置は、低
速度におけるシステムの特性によってセットされるター
ン・オン角度と比較される。例えば、今説明しているこ
のモータにおいては、その角度は第２図Ａ〜第２図Ｃに
示されているように６０’にセットされ、この位置がラ
ソチ９２に保持された位置と比較される。２つの位置の
少しの差も、２つの信号が加算接続点９４の中で合算さ
れた時にエラー信号として現れる。加算接続点９４から
の差信号はθ，として表される。

高性能角度調整器８７は、順方向袷電部と積分部の２つ
の基本的な構或要素を備えている。積分部は、ブロック
９６，９８，１（１０，１（１２によって示されている
。一方、順方向給電部はブロック８８に示されている。

順方向給電部８Ｂは指令電流が比較的高い値の時に、高
速で有利であることが知られている。実際にモニター位
相電流ｉ，が指令電流値Ｉ１に達しないかも知れないか
ら、そんな時には積分部に有効なフィードパンクはなく
ても良い。低速において順方向給電部８８は、各位相の
電流の立上り時間の予測によって、調整器８７の直接的
な反応（応答）を向上させる。例えば、その立上り時間
は、どこにも属さない回転子位置で測定された位相の最
小インダクタンスし．に回転子の角速度Ｗｒを掛け（×
）、直流電源電圧のレベルＶ，で割った（÷）位相電流
１１時間の指定値と等しいと見ることができる。この計
算の実行の中で、ブロンク８８は一定最小インダクタン
スと逆起電力（ＣＥＭＦ）がないという仮定の下で、電
流の立上り時間に近似している。

実際の立上り時間は、理想値より大きいと判断されるた
め、第５図のシステムの積分部によって補償される。第
５図の積分部と比例パルス積分調整器の両タイプともに
良く知られており、比例パルス積分調整器を使うことも
できたが、本実施例においてはブロック９６，９８，１
（１２で積分調整器を構威している。図示された詳細な
態様例の実行は、デジタルマイクロプロセッサによって
行われる。なお、この場合アナログ実行を採用すること
もでき、またブロック図は適宜に変更しても差し支えな
いことは言うまでもない。積分器の出力はθｄ信号に所
望ゲインＫとサンプル時間ΔＬを乗ずるブロック９６に
よって得られる。微分規制ブロック９８はブロック９６
からの信号の立上り時間を規制する。ブロック１（１０
は過渡の間にそれらの動作範囲を規制するために、信号
の振幅に上限，下限クランプをそれぞれ設ける。ブロッ
ク１（１２は、ブロック１０１で次のデータに加算され
るブロック１（１０の前の出力による１つのサンプル遅
延を与える。第５図の積分部の出力は加算点１（１４）
において、ブロック８８からの順方向給電信号と合算さ
れる。最終的な角度位置調整信号は、最終的に補償され
たターン・オン角度θ。を得るために、ブロンク１０６
内で予め選択された最適のターン・オン角度と合算され
る。同様に加算点１（１４）からの信号は他の加算点１
０８で補償されたターン・オフ角度θ，を得るために、
予め選択された最適のターン・オフ角度と合算される。

スイッチ１１０．１１２，１１４によって１既要が示さ
れているように、ターン・オン角度は正，逆のいずれの
方向の回転に対応するものであるかを選沢するようにし
てもよい。

位相電流パルスは、電流立上り時間が極わずかな所の非
常に低い速度における最適のターン・オン，ターン・オ
フ角度の選択により、今述べたように制御される。そし
てこれらの角度は、第５図のｚｏ，１１２に示されてい
るように、モータの速度レンジ全域にわたって定められ
る。第５図の位置調整システムの出力は、電流立上り時
間が重要なところの速度で、これらの最適ターン・オン
角度とターン・オフ角度が合算される加算点１（１４）
の出力端子において得られる。位相電流が実際に指令さ
れた値に達した時点における位置のクローズドループ調
整は、電流が最適な角度でそれらのセットポイントに達
することを確実にする。

この高性能角度調整器を使うことによって、電流指令に
対するトルクが、速度，電圧，トルクの広い範囲を越え
た速度若しくは直流電源電圧に依存しない伝達関数を持
つことになる。換言すると、機械の出力トルクは電流指
令の関数であり、速度もしくは電圧の変化に関しては実
質的に不変量になる。

なお、本発明は第５図の関数ブロンク図に示されている
が、本発明はプログラマプル制御に基づくマイクロプロ
セッサ若しくは設計に基づくハードウエアのどちら中で
も適用できるものである。

また、この実施例には本発明について現在考えられてい
る最良の態様を示したが、本発明はその発明の概念から
逸脱することなく、そのシステムの中で多数の種類の変
更，修正が可能であることは言うまでもない。従って、
本発明の範囲は特許請求の範囲の技術的思想にのみ限定
されるものであると確信する。

〔発明の効果〕

本発明は以上説明したように構威しているため、回転子
位置のフィードバックは電流パルスのいかなる状態にお
いても行われ、高性能角度調整器によって巻線電流が最
適値に達するまで連続的にターン・オン角度とターン・
オフ角度が調整され、最初に最適なターン・オン角度と
ターン・オフ角度を選択すれば、１ｉ流立上り時間が極
わずかな超低速においても、位相電流パルスの調整が可
能になる。

すなわち、本発明に係る角度調整器によれば、位相電流
が回転子の最適角度で目標値に達することが確実になり
、電流指令に対してモータ速度，電圧．トルクの広い範
囲を越えて充分な出力トルクを発生させることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａは、代表的なスイッチングリラクタンスモータ
の概略図である。第ｌ図Ｂは、第ｌ図Ａのスイッチング
リラクタンスモータの代表的なパワーコンバータの回路
図である。第２図Ａは、第１図Ａのスイッチングリラク
タンスモータの固定子電極対に対する回転子の角度位置
に対するインダクタンスの分布線図である。　第２図Ｂ
及び第２図Ｃは、順回転と逆回転のそれぞれに対する代
表的な固定子位相電流パルスを示す位相線図である。第
３図は、従来技術と一致し、本発明にも使用されるスイ
ンチングリラククンスモークの制御システムの簡略ブロ
ック図である。第４図は、代表的な従来技術の方法とモ
ータ速度からの電流指令を形或するための装置構戊を示
すブロック図である。第５図は、本発明に関する高性能
角度調整器の構成を示すブロック図である。 符号の説明 １０−一・−　スイッチングリラクタンスモータ１　２
−−−−−一回転子　　　　　ＩＬ−・−・一固定子４
４−・・・−フィードバック制御ブロック４６・・−・
−・・角度制御ブロック ４８・−・・・・一電流制御ブロンク Ｉａ・−・一位相電流　　　　Ｉ１−・・一電流指令信
号θ。・・−・−・ターン・オン角度 θｐ・・−・一ターン・オフ角度

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. （１）各巻線位相内の電流を回転子位置と同期してオン
   、オフスイッチングするために、目標モータ速度の表示
   信号に反応する多相スイッチングリラクタンスモータの
   クローズドループ制御システムにおいて、 回転子位置と実際の回転子速度を各々表示する信号を発
   生する手段と、 目標モータ速度信号と前記実際の回転子速度信号とを比
   較するとともに、これらの差に基づいて目標モータ電流
   表示信号を発生する比較手段と、多相モータの対応する
   位相内の実際のモータ電流を表示する信号を少なくとも
   １つ供給する手段と、 ある程度実モータ電流と目標モータ電流との差を最小限
   度に抑えるようにモータ電流を目標すべく、目標モータ
   電流信号と前記少なくとも１つの実際のモータ電流信号
   とに反応する電流制御手段と、 各位相毎に予め選択された回転子角位置で実際のモータ
   位相巻線電流が前記目標電流に達するように、多相モー
   タの巻線位相毎にターン・オンとターン・オフが行われ
   る時に、予め選択された回転子位置角に対応するターン
   ・オン角度とターン・オフ角度の表示信号を供給する手
   段と、モータの前記対応する位相内の実際のモータ電流
   が前記目標モータ電流に達した瞬間に、回転子角位置を
   確定すべく、前記少なくとも１つの実際のモータ電流信
   号と前記目標モータ電流信号とを比較する手段と、 前記確定された回転子角位置と前記予め選択された回転
   子角位置との差をいくらかでも最小限に抑えるように、
   前記ターン・オン角度を調節するために、前記確定され
   た回転子角位置に反応する調整手段とを備えたことを特
   徴とする多相スイッチングリラクタンスモータのクロー
   ズドループ制御システム。
2. （２）予め設定された間隔で前記ターン・オフ角度信号
   が前記ターン・オン角度信号に追従するように該ターン
   ・オフ角度信号を選択し、前記ターン・オン角度の調整
   手段は前記予め設定された間隔を維持するために前記タ
   ーン・オフ角度をある程度調整するように操作すること
   を意味するものであることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のクローズドループ制御システム。
3. （３）前記設定間隔は回転子の角回転の変位を含んでい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のクロー
   ズドループ制御システム。
4. （４）前記比較手段が、前記目標モータ電流信号を受け
   、更に前記少なくとも１つの実際のモータ電流信号を受
   けるように接続され、前記実際のモータ電流信号が前記
   目標モータ電流信号と同じ値に達した時に予め設定され
   た論理有効の出力信号を供給する比較器と；回転子角位
   置表示信号と前記比較器からの出力信号を受けるために
   接続され、前記比較器からの出力信号の入力の瞬間に回
   転子角位置を蓄えるために有効な手段となるラッチ手段
   とを含んでいることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のクローズドループ制御システム。
5. （５）前記調節手段が、前記比較器からの出力信号の入
   力の瞬間に、前記予め選択されたターン・オン角度と前
   記回転子角位置との差の表示信号を発生する手段と；こ
   の差信号を受けるとともに、それらの積分表示信号を発
   生するために接続される手段と；前記調節されたターン
   ・オン角度信号を定着させるべく、前記積分信号と前記
   予め選択されたターン・オン角度信号とを代数的に合算
   するための手段とを含んでいることを特徴とする特許請
   求の範囲第４項記載のクローズドループ制御システム。
6. （６）特許請求の範囲第５項のクローズドループ制御シ
   ステムに、補償角、ターン・オン角度を確定するための
   補償手段、実際のモータ電流の独立の補償信号を含み、
   前記補償信号が前記予め選択されたターン・オン角度信
   号を合算する前記積分信号と合算されることを特徴とす
   るクローズドループ制御システム。
7. （７）前記補償角決定手段が、前記補償信号の発生のた
   めに前記目標電流と前記実際のモータ速度と最低位相イ
   ンダクタンスとの積を算出しこれらの積を位相巻線に印
   加される電圧値によって割るという演算を行う手段を含
   むことを特徴とする特許請求の範囲第６項記載のクロー
   ズドループ制御システム。
8. （８）巻線位相毎の電流を回転子位置に同期してオン、
   オフスイッチングするためにクローズドループ制御シス
   テムを使用した多相スイッチングリラクタンスモータの
   制御方法において、 回転子位置と目標モータ電流の各々の表示信号を形成し
   、 多相モータの位相毎の実際の電流の表示信号を供給し、 ある程度実際のモータ電流と目標モータ電流との差を最
   小限度に抑えるために、目標モータ電流信号と実際のモ
   ータ電流信号に反応してモータ電流を調節し、 各位相毎に予め選択された回転子角位置で、実際のモー
   タ位相巻線電流が目標電流に達するようにするために、
   多相モータの巻線位相毎にターン・オンとターン・オフ
   が行われる時に、予め選択された回転子位置角に対応す
   るターン・オン角度とターン・オフ角度の表示信号を供
   給し、 少なくとも１つの実際のモータ電流信号と目標モータ電
   流信号とを比較し、モータの対応する位相内の実際のモ
   ータ電流が目標モータ電流に達した瞬間に回転子角位置
   を確定し、確定された回転子角位置と予め選択された回
   転子角位置との差をいくらかでも最小限に抑えるように
   、確定された回転子角位置に反応してターン・オン角度
   を調節する という各工程を備えたことを特徴とする多相スイッチン
   グリラクタンスモータの制御方法。
9. （９）予め設定された間隔で前記ターン・オフ角度信号
   が前記ターン・オン角度信号に追従するように該ターン
   ・オフ角度信号が選択され、前記予め設定された間隔を
   維持するために前記ターン・オフ角度がある程度調整さ
   れることを特徴とする特許請求の範囲第８項記載の多相
   スイッチングリラクタンスモータの制御方法。
10. （１０）前記設定間隔は回転子の角回転の変位を含んで
    いることを特徴とする特許請求の範囲第９項記載の多相
    スイッチングリラクタンスモータの制御方法。
11. （１１）前記目標モータ電流信号とモータの対応する１
    つの位相巻線の内の実際のモータ電流信号とを受け、こ
    の実際のモータ電流信号が前記目標モータ電流信号と同
    じ値に達した時に予め設定された論理有効の出力信号を
    供給し、 回転子角位置表示信号と前記比較工程からの出　力信号
    とを受け、対応する位相内の実際のモータ電流が目標モ
    ータ電流に達した瞬間に回転子角位置を蓄える という副工程が特許請求の範囲第８項記載の比較工程に
    含まれていることを特徴とする多相スイッチングリラク
    タンスモータの制御方法。
12. （１２）前記予め選択されたターン・オン角度と実際の
    モータ電流が目標電流に達した瞬間の回転子角位置との
    差の表示信号を発生し、 前記差信号を受けてそれらの積分表示信号を発生し、 前記積分信号と前記予め選択されたターン・オン角度信
    号とを代数的に合算し、これによって調節されたターン
    ・オン角度信号を確定する という各副工程を前記調整工程が含んでいることを特徴
    とする特許請求の範囲第１１項記載の多相スイッチング
    リラクタンスモータの制御方法。
13. （１３）実際のモータ電流の独自のターン・オン角度補
    償信号を決定し、その補正信号を積分信号に加え、更に
    その結果を予め選択されたターン・オン角度信号に加え
    るという各工程を含んだことを特徴とする特許請求の範
    囲第１２項記載の多相スイッチングリラクタンスモータ
    の制御方法。
14. （１４）前記補正信号の発生のために、前記目標電流と
    前記実際のモータ速度と最低位相インダクタンスとの積
    を算出し、これらの最終的な積を位相巻線に印加される
    電圧値によって割るという工程を前記補正信号の決定工
    程に含むことを特徴とする特許請求の範囲第１３項記載
    の多相スイッチングリラクタンスモータの制御方法。