JPH03122991A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、一般家庭で使用される誘導加熱調理器に関す
るものである。

従来の技術 従来の誘導加熱調理器は、単一の加熱コイルと単一の共
振コンデーンサを有したインバータを用いて１発損周波
数を可変とする制御によりパワーコントロールを行うも
のが一般的であった。しかしながら多バーナの誘導加熱
調理器では、この発振周波数を可変とする制御を行うと
、発振周波数の違いによって負荷の干渉音が発生すると
いう問題を有するものであった。そこでこの問題を解決
するために、本発明者達は未だ公開にはなっていないが
、発振周波数一定でパワーコントロールする方法を検討
した結果、負荷の種類（アルミ等の低抵抗率の負荷は除
く）によらず所望の出力を確保するためのインバータ定
数（加熱コイルのインダクタンスし、共振コンデンサの
容量Ｃ）を第１３図のように選択すると所望の出力を得
ることができることを発見した。第１３図において所望
の出力が得られる領域は、磁性負荷の場合は実線で囲ま
れた領域Ａ、非磁性負荷の場合は破線で囲まれた領域Ｂ
となる。これは、負荷の種類によって共振眉波数が異な
るためである。そこで、負荷の種類によらず所望の出力
を得るためにはインバータ定数りを領域Ａと領域Ｂの交
わりの範囲内で、できるだけ太き（とることが必要であ
る。Ｌ−Ｃのバラツキを考慮すると、この条件を満足す
る座標りは（Ｌｏ、　Ｃｏ＞となる。換言すれば、加熱
コイルに流れる電流が最小となる点となる。加熱コイル
に流れる電流ＩＬが最小の点を最適点とする理由は、加
熱コイルに流れる電流ＩＬとスイッチング素子に流れる
電流ＩＣが比例するため、ＩＬ最小で１゜も最小となり
、スイッチング素子の損失が最小となるからである（ス
イッチング素子の損失はＩ　の２乗つまりＩＬの２乗に
ほぼ比例する）。

また、Ｌが最大のときに１１．が最小となるのは出力が
Ｌと■、の２乗の積に比例するためであって、Ｌ最大で
ＩＬ最小となる。

以上のように従来の単一加熱コイル・単一共振コンデン
サのインバータ構成では、第１３図に示すＤ点が最適な
インバータ定数り。−Ｃｏとなっていた。

次に、磁性・非磁性を判別する従来の負荷検知方法とし
ては、永久磁石の吸引離反動作を利用してマイクロスイ
ッチ等の接点を連動させる方法が用いられている。

発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来の単一加熱コイル・単一共振コ
ンデンサのインバータ構成では、高出力の誘導加熱調理
器の場合、インバータ定数を最適化しても加熱コイルに
流れる電流つまりスイッチング素子に流れる電流が大き
くなって、スイッチング素子の損失が過大となっていた
。スイッチング素子の冷却能力には実装の点で限界があ
るので、スイッチング素子の損失を低減しないと高出力
の誘導加熱調理器が実現できないという課題を有してい
た。また、従来の永久磁石を用いた負荷検知方法では、
永久磁石の大きさ・重量が太き（小型軽量化が図りにく
いという課題を有していた。

そこで本発明は以上のような従来の構成が有していた課
題を解決するものであり、第一にスイッチング素子の損
失を低減し、負荷の種類によらず高出力を得られる誘導
加熱調理器を提供することを目的とする。また第二に、
前記第一の目的に加えて負荷の種類を軽量・コンパクト
な検知方法で検知することのできる誘導加熱調理器を提
供することを目的とする。更に第三に前記第二の目的に
加えて、さらに簡単な回路で負荷の種類を検知すること
のできる誘導加熱調理器を提供することを目的とする。

また第四に前記・第二の目的に加えてさらに、スイッチ
ング素子の過電流保護も行うことのできる誘導加熱調理
器を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段 前記第一の目的を達成するための第一の手段は、直流電
流を高周波電流に変換するインバータ回路と、その制御
回路を有し、前記インバータ回路は加熱コイルと前記加
熱コイルに接続された容量の切り換え可能な共振コンデ
ンサと、２個のスイッチング素子と、前記２個のスイッ
チング素子の各々に並列に接続された２個のフライホイ
ールダイオードを有し、前記制御回路は前記２個のスイ
ッチング素子を一定の周波数で交互に導通させる駆動部
と負荷の種類を検知する負荷検知部とを備え負荷の種類
によって前記共振コンデンサの容量を切り換えるように
構成した誘導加熱調理器とするものである。第二の目的
を達成するための第二の手段は、前記第一の手段を構成
する負荷の種類を検知する負荷検知部が、一方のスイッ
チング素子に流れる電流がターンオフ電流の存在するモ
ードかどうかを検知するモード検知部を備えた構成の誘
導加熱調理器とするものである。第三の目的を達成する
ための第三の手段は、前記第二の手段を構成するモード
検知部が、一方のフライホイールダイオードに流れる電
流を検知するダイオード電流検知部を備え、このダイオ
ード電流検知部の出力によって、一方のスイッチング素
子に流れる電流がターンオフ電流の存在するモードかど
うかを検知する構成の誘導加熱調理器とするものである
。更に第四の目的を達成するための第四の手段は、前記
第二の手段を構成するモード検知部が加熱コイルに流れ
る電流を検知する加熱コイル電流検知部を備え、この加
熱コイル電流検知部の出力によって、一方のスイッチン
グ素子に流れる電流がターンオフ電流の存在するモード
かどうかを検知する構成の誘導加熱調理器とするもので
ある。

作用 第一の手段は、負荷の種類によって共振コンデンサの容
量を切り換えることで加熱コイルのインダクタンスを大
きくとることが可能となり、スイッチング素子の損失を
低減できるものである。

第二の手段は、一方のスイッチング素子に流れる電流が
ターンオフ電流の存在するモードかどうかを検知するモ
ード検知部を備えることによって、軽量・コンパクトな
検知方法で負荷の種類を検知できるものである。第三の
手段は、一方のフライホイールダイオードに流れる電流
を検知するダイオード電流検知部を備えることによって
、簡単な回路で一方のスイッチング素子に流れる電流が
ターンオフ電流の存在するモードかどうかを検知できる
ものである。第四の手段は、加熱コイルに流れる電流を
検知する加熱コイル電流検知部を備えることによって、
一方のスイッチング素子に流れる電流がターンオフ電流
の存在するモードかどうかを検知できるとともにスイッ
チング素子の過電流保護も行えるものである。

実施例 以下、第一の手段の一実施例について第１図〜第３図を
参照しながら説明する。第１図において、■は直流電源
、２は直流を高周波電流に変換するインバータ回路で、
第一のスイッチング素子３・第二のスイッチング素子４
・第一のフライホイールダイオード５と第二のフライホ
イールダイオード６・加熱コイル７と第一の共振コンデ
ンサ８ａと切り換え可能な第２の共振コンデンサ８ｂ・
切り換えスイッチ９で構成されている。１０は制御回路
で、２個のスイッチング素子３・４を一定周波数で交互
に駆動する駆動部１１と、負荷の種類（磁性・非磁性）
を検知する負荷検知部１２で構成されている。

上記の構成において駆動部１１は一定の周波数で２個の
スイッチング素子３・４を駆動し、かつ２個のスイッチ
ング素子３・４の導通比を変化させることによって出力
を変化させている。いま、加熱コイル７のインダクタン
スＬ１と、第一の共振コンデンサ８ａの容ｉｔｃ、と、
第一の共振コンデンサ８ａと第二の共振コンデンサ８ｂ
の容量の和Ｃ２とを第２図のように決める。このとき切
り換えスイッチがＯＦＦのときのインバータ定数、つま
り帖、ＣＩをインバータ定数Ａ、切り換えスイッチがＯ
Ｎのときのインバータ定数つまり工、１、Ｃ２をインバ
ータ定数Ｂとすると、インバータ定数Ａ或はＢでの導通
比と出力の関係は第３図（１）■となる。図かられかる
ようにインバータ定数Ａでは非磁性負荷の出力は低く、
逆にインバータ定数Ｂでは磁性負荷の出力が低くなる。

しかし、本実施例では負荷の種類を負荷検知部１１で検
知し、磁性負荷はインバータ定数Ａ、非磁性負荷はイン
バータ定数Ｂと切り換えることによって、負荷の種類に
よらず所望の大きな出力を得ている。

このとき加熱コイル７のインダクタンスＬ１は、従来例
で最適化したインダクタンスし。よりも大きくすること
が可能となる。従来例で説明したようにり、を大きくす
ることによって加熱コイル７に流れる電流ＩＬを小さく
でき、２個のスイッチング素子３・４の損失を大幅に低
減することができる。

このように本実施例によれば共振コンデンサの容ｉｃ、
・Ｃ２を切り換えることによって２個のスイッチング素
子の損失を低減することができる。

尚、共振コンデンサ８ａは第４図（１）の８０、第４図
（２）の８ｄ・８ｅのようにしても、また切り換えスイ
ッチ９によって付加する共振コンデンサは第５図（１）
の８ｆ、第５図（２）の８ｇ・８ｈのようにしても、ま
たそれら第４図・第５図の組合せでも同様の効果が得ら
れるのは明らかである。

次に本発明の第二の手段の一実施例について第６図〜第
９図を参照しながら説明する。第６図において、１２ａ
は第二のスイッチング素子４に流れる電流の波形モード
を検知するモード検知部で、その他の構成および動作は
第一の手段の実施例と同一であるので説明を省略する。

第７図に、第一のスイッチング素子３と第二のスイッチ
ング素子４の導通比が１のときの、インバータ回路２の
インバータ定数Ａ（切り換えスイッチ９がＯＦＦのとき
の定数）における各部の動作波形を示す。第７図におい
てＶ。Ｅ、は第一のスイッチング素子３のゲート−エミ
ッタ電圧、つまり第一のスイッチング素子３の駆動電圧
、ＶＯＥ２は第二のスイッチング素子４のゲート−エミ
ッタ電圧、つまり第二のスイッチング素子４の駆動電圧
、■ＣＩは第一のスイッチング素子３に流れる電流、’
０２は第二のスイッチング素子４に流れる電流、ＩＤＩ
は第一のフライホイールダイオード５に流れる電流、■
Ｄ２は第二のフライホイールダイオード６に流れる電流
、ＩＬは加熱コイル７に流れる電流である。また、第７
図において（１）は磁性負荷のときの動作波形、（２）
は非磁性負荷のときの動作波形である。第７図よりスイ
ッチング素子３・４に流れる電流にターンオフ電流■１
．（スイッチング素子３・４にＯＦＦ信号をだしたとき
の電流’ｃ＋・■ｃｔの電流値）が存在すれば（正なら
ば）磁性負荷であり、ターオフ電流が存在しなければ（
Ｏならば）非磁性負荷であることがわかる。しかし、導
通比が１より小さな場合、磁性負荷・非磁性負荷ともに
第８図に示す様な波形となって、導通比の長い方のスイ
ッチング素子（本実施例では第一のスイッチング素子３
）には磁性負荷であってもターンオフ電流’ＴＦが存在
しない。従って、モード検知部１２ａでは、導通比を１
に近づけていったときに導通時間の短い方のスイッチン
グ素子（本実施例では第二のスイッチング素子４）にタ
ーンオフ電流エア、が存在しな（なれば非磁性負荷であ
ると検知している。

また、第９図にモード検知部１２ａの具体的回路例を示
す。以下その動作を説明する。第二のスイッチング素子
４に流れる電流■Ｃ２を高Ｗかっ低抵抗値の抵抗１３で
検知し、増幅器１４で増幅したのち微分回路１５で微分
している。このときの微分波形は第７図の微分波形の出
力のようになる。この出力を比較器１６で比較し、基準
電圧以下であればターンオフ電流’ＴＦが存在すると判
断している。

このように本実施例では、負荷検知部１２にモード検知
部１２ａを備えることによって、電子回路でつまり軽量
・コンパクトな検知方法で負荷の種類を検知できる。

次に、本発明の第三の手段の一実施例について、第１０
図および第１１図を参照しながら説明する。第１０図お
いて、１７は第一のフライホイールダイオード５に流れ
る電流■旧をカレントトランス１８を用いて検知し、Ｉ
Ｌ〉０のときハイ信号を出力するダイオード電流検知部
、１９は第一のスイッチング素子３のＯＮ信号の前半１
／２の間ハイ信号（これをタイミング信号Ｓとする）を
出力するタイミング信号発生器、２０はダイオード電流
検知部１７の出力とタイミング信号発生器１９の出力の
ＡＮＤをとるＡＮＤ回路であり、その他の構成および動
作は第二の手段の実施例と同一であるので説明は省略す
る。

以下、第１１図を参照しながらその動作を説明する。第
１１図に示すように第二のスイッチング素子４にターン
オフ電流ＩＴＰが存在する場合（磁性負荷）と存在しな
い場合（非磁性負荷）では■旧の流れるタイミングが異
なる。ターンオフ電流’ＴＦが存在する場合は第一のス
イッチング素子３のオン信号の前半に流れ、ターンオフ
電流■ＴＦが存在しない場合は第一のスイッチング素子
３のオン信号の後半に流れる。従って、タイミング信号
発生器１９の出力であるタイミング信号Ｓとダイオード
電流検知部１７の出力のＡＮＤをＡＮＤ回路２０でとれ
ば、ＡＮＤ回路２０の出力にパルスが発生した場合は第
二のスイッチング素子４に流れる電流がターンオフ電流
！□、が存在するモードであると検知し、パルスが発生
しない場合は第二のスイッチング素子４に流れる電流が
ターンオフ電流■。、が存在しないモードであると検知
している。本実施例では、微妙なレベル誤差やタイミン
グのずれを考慮しな（でも、ダイオード電流’ＤＩがタ
イミング信号Ｓの期間に流れるか流れないかを検知する
だけの簡単な回路で、第二のスイッチング素子４に流れ
る電流がターンオフ電流ＩＴＦの存在するモードかどう
かを検知できる。

このように本実施例ではモード検知部１２ａにダイオー
ド電流検知部１７を備えることによって、タイミング信
号Ｓとダイオード電流検知部１７の出力のＡＮＤをとる
だけの簡単な回路で、第二のスイッチング素子４に流れ
る電流がターンオフ電流’ＴＦの存在するモードかどう
かを検知できる。

次に、本発明の第４の手段の一実施例について第１２図
を参照しながら説明する。第１２図おいて、２１は加熱
コイル７に流れる電流■、をカレントトランス２２を用
いて検知するコイル電がＬ検知部、２３は駆動部１１が
第二のスイッチング素子４にＯＦＦ信号を出力したとき
にコイル電流検知部２１の出力が正か負かを検知する極
性検知部、２４はコイル電流検知部２１の出力の正負の
ピーク値を検知して■、が一定レベルを越えたときに駆
動停止信号を駆動部に出力するピーク検出回路で、その
他の構成および動作は第二の手段の実施例と同一である
ので説明は省略する。

以下、第７図を参照しながらその動作を説明する。第７
図に示すように加熱コイル７に流れる電流ＩＬは’Ｌ＝
■ＣＩ　　’ＤＩ　−■Ｃ２＋ＩＤ２である。コイル電
流検知部２１はカレントトランス２２を用いて■、を電
圧に変換しているため、コイル電流検知部２１の出力は
■、と同波形となる。従って極性検知部２３では、駆動
部１１が第二のスイッチング素子４にＯＦＦ信号を出力
したときに、コイル電流検知部２１の出力が負であれば
第二のスイッチング素子４に流れる電流がターンオフ電
流■□、の存在するモード、コイル電流検知部２１の出
力が正であれば第二のスイッチング素子４に流れる電流
がターンオフ電流■ア、の存在しないモードであると検
知している。また、ピーク検出回路２４によってコイル
電流検知部２１の出力の正負のピーク値を検知して■、
が一定レベルを越えたときに駆動停止信号を駆動部１１
に出力している。第７図から明らかなように、コイル電
流検知部２１の出力の正のピーク値（つまりＩＬの正の
ピーク値）を検知することは第一のスイッチング素子３
のピーク電流を検知することであり、コイル電流検知部
２１の出力の負のピーク値（つまりＩＬの負のピーク値
）を検知することは第二のスイッチング素子４のピーク
電流を検知することである。従って、ピーク検出回路２
４によって２個のスイッチング素子３・４の過電流保護
を行っている。

このように本実施例ではモード検知部１２ａにコイル電
流検知部２１を備えることによって、駆動部１１が第２
のスイッチング素子４にＯＦＦ信号を出力したときにコ
イル電流検知部２１の出力が正か負かを検知することで
、第二のスイッチング素子４に流れる電流がターンオフ
電流■ＴＦの存在するモードかどうかを検知できるのみ
ならず、ピーク検出回路２４を付加することで２個のス
イッチング素子３・４の過電流保護を行うことができる
。

発明の効果 以上の実施例から明らかなように、第一の手段によれば
、負荷の種類によって共振コンデンザの容量を切り換え
ることでスイッチング素子の損失を低減でき、負荷の種
類によらず高出力を得られる誘導加熱調理器を提供でき
る。第二の手段によれば、一方のスイッチング素子に流
れる電流がターンオフ電流の存在するモードかどうかを
検知するモード検知部を備えることによって、軽量・コ
ンパクトな検知方法で負荷の種類を検知できる誘導加熱
調理器を提供できる。第三の手段によれば、一方のフラ
イホイールダイオードに流れる電流を検知するダイオー
ド電流検知部を備えることによって、簡単な回路で一方
のスイッチング素子に流れる電流がターンオフ電流の存
在するモードかどうかを検知できる誘導加熱調理器を提
供できる。また第四の手段によれば、加熱コイルに流れ
る電流を検知する加熱コイル電流検知部を備えることに
よって、一方のスイッチング素子に流れる電流がターン
オフ電流の存在するモードかどうかを検知できるもると
ともに２個のスイッチング素子の過電流保護も行える誘
導加熱調理器を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第一の手段の誘導加熱調理器の一実施例を示す
回路図、第２図は同インバータ定数の特性図、第３図は
同出力特性図、第４図・第５図は同地の実施例を示す回
路図、第６図は第二の手段の一実施例を示す回路図、第
７図・第８図は同動作波形図、第９図は同モード検知部
の回路ブロック図、第１０図は第三の手段の一実施例を
示す回路ブロック図、第１１図は同動作波形図、第１２
図は第四の手段の一実施例を示す回路ブロック図、第１
３図は従来の誘導加熱調理器のインバータ定数の特性図
である。 ２・・・インバータ回路、３・・・第一のスイッチング
素子、４・・・第二のスイッチング素子、５・・・第一
のフライホイールダイオード、６・・・第二のフライホ
イールダイオード、７・・・加熱コイル、８ａ・８Ｃ・
８ｄ・８ｅ・・・第一の共振コンデンサ、８ｂ・８ｆ・
８ｇ・８ｈ・・・第一の共振コンデンサ、９・・・切り
換えスイッチ、１０・・・制御回路、１１・・・駆動部
、１２・・・負荷検知部、１２ａ・・・モード検知部、
１７・・・ダイオード電流検知部、２１・・・コイル電
流検知部。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電流を高周波電流に変換するインバータ回路
   と、その制御回路を有し、前記インバータ回路は加熱コ
   イルと前記加熱コイルに接続された容量の切り換え可能
   な共振コンデンサと、２個のスイッチング素子と、前記
   ２個のスイッチング素子の各々に並列に接続された２個
   のフライホィールダイオードを有し、前記制御回路は前
   記２個のスイッチング素子を一定の周波数で交互に導通
   させる駆動部と負荷の種類を検知する負荷検知部とを備
   え負荷の種類によって前記共振コンデンサの容量を切り
   換えるようにした誘導加熱調理器。
2. （２）負荷の種類を検知する負荷検知部は、一方のスイ
   ッチング素子に流れる電流がターンオフ電流の存在する
   モードかどうかを検知するモード検知部を備えた請求項
   （１）記載の誘導加熱調理器。
3. （３）モード検知部は一方のフライホィールダイオード
   に流れる電流を検知するダイオード電流検知部を備え、
   前記ダイオード電流検知部の出力によって一方のスイッ
   チング素子に流れる電流がターンオフ電流の存在するモ
   ードかどうかを検知する請求項（２）記載の誘導加熱調
   理器。
4. （４）モード検知部は加熱コイルに流れる電流を検知す
   る加熱コイル電流検知部を備え、前記加熱コイル電流検
   知部の出力によって一方のスイッチング素子に流れる電
   流がターンオフ電流の存在するモードかどうかを検知す
   る請求項（２）記載の誘導加熱調理器。