JPH0297241A - 補助電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は計算機用補助電源、医家用非常電源、あるいは
夜間電力の蓄積を兼ねた各種補助電源装置に関する。

（従来の技術） 第１１図に従来の補助電源装置の構成図を示す。

図中ＳＵＰは３相の交流電源、ＳＷは開閉器、ＢＡＴは
蓄電池、　　ＩＮＶはインバータ装置、Ｌ８は交流リア
クトル、ＬＯＡＤは負荷装置である。

負荷装置ＬＯＡＤは例えば、計算機あるいは医療機器等
で通常は商用電源ＳＵＰから電力供給を受けている。

また、インバータＩＮＶは蓄電池ＢＡＴを直流電圧源と
し一定周波数の交流電圧を発生する。

交流リアクトルし８にはインバータＩＮＶからの出力電
圧■ａ（、ｖｂ、ｖｃ）と電源電圧ＶＲ（ｙ　ｖｓ　Ｉ
ＶＴ　）との差電圧が印加され、インバータＩＮＶから
供給される電流はそのリアクトルに印加される電圧によ
って決定される。

通常はｖ、　＝　ＶＲとするか、インバータの運転を停
止してインバータＩＮＶから供給する電流は零とし、交
流電源ＳＵＰに何らかの異常が発生した場合、例えば停
電となった場合、このインバータＩＮＶから負荷ＬＯＡ
Ｄに電力を供給する。

すなわち、負荷ＬＯＡＤは交流電源ＳＵＰに異常が発生
した場合でも連続して電力供給が受けられ、計算機や医
療機械の運転を停止させなくて済む。

この結果、計算中の重要なデータの消滅が防止でき、さ
らに人命を扱う医療機械の信頼性を向上させることがで
きる。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来の補助電源装置は次のような問題点がある。

すなわち、従来の装置ではイ／ノク一夕を構成するため
に自己消弧素子（例えば、ダートターンオアサイリスタ
や大電力トランジスタ等）を使用しなければならず、装
置が高価なものとなる。また、当該自己消弧素子は過負
荷態量が小さく、大容量化が難しい欠点がある。さらに
イン／４−夕の出力電圧を正弦波に近づけるため、ｚク
ルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を行っているが、波形歪
みを小さくするため、とのＰＷＭ制御の搬送波周波数を
高くする必要がある。このため、上記自己消弧素子のス
イッチング周波数も高くなシ、その分損失が増大し、運
転効率が悪くなる欠点がちった。

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、進相コ
ンデンサに印加される交流電圧を利用して自然転流する
二重コンバータによシ、補助電源を構成したもので、自
己消弧素子を用いることなく、直流電圧源から正弦波交
流電圧を作ることができ、大容量化が容易で、経済性に
優れ、かつ効率の良い補助電源装置を提供することを目
的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するだめの手段） 以上の目的を達成するために１本発明は、直流電源と、
該直流電源に直流リアクトルを介して出力側端子が接続
された循環電流式二重コンノ々−タと、尚該二重コンバ
ータの入力側端子に接続された進相コンデンサと、交流
電源と、該交流電源又は前記進相コンデンサのどちらか
一方あるいは両方から電力供給を受ける負荷装置とを具
備している。

（作用） 循環電流式二重コンバータは進相コンデンサに印加され
る電圧を利用して自然転流する。当該進相コンデンサに
印加される電圧の波高値は、前記二重コンバータにより
直流電源から供給される電流を調整することによシ、電
圧指令値に一致するように制御される。また、当該二重
コンバータの点弧位相を制御する位相制御回路には、交
流電源電圧に同期した位相基準信号が与えられ、進相コ
ンデンサに印加される電圧の周波数と位相は、この位相
基準信号の周波数と位相に一致するように動作する。上
記位相基準信号の交流電源電圧に対する位相を変えるこ
とによシ、上記進相コンデンサ電圧の交流電源電圧に対
する位相を調整することができる。

前記交流電源電圧に対する進相コンデンサ印加電圧の波
高値と位相を調整することによシ、上記二重コンバータ
の出力側端子に接続された直流電源と上記交流電源との
間で授受される電力量を制御することができ、夜間電力
を蓄電池等の直流電源に蓄えたシ、また昼間、その蓄積
エネルギーを放出することもできる。

負荷を接続した場合、通常は交流電源からのみ電力を供
給するが、停電時等には補助電源である進相コンデンサ
から電力を供給する。この場合、前記二重コンバータの
位相制御回路に与えられる基準信号は外部発振器によっ
て作られる。故に、進相コンデンサの印加電圧の周波数
と位相は上記外部発振器から与えられる基準信号の周波
数と位相に一致するようになシ、補助電源から単独で負
荷に電力が供給されるようになる。

また、交流電源と補助電源の両方から負荷に電力を供給
することもでき、その負荷分担の割合を任意の値に調整
することができる。

以上のようにして本発明装置は自然転流だけで、必要な
電力を供給する補助電源を構成することができ、運転効
率がよく、経済的なシステムとなシ、かつ大容量化も容
易に図ることが可能となる。

（実施例） 第１図は本発明の補助電源装置の一実施例を示す構成図
でちる。

図中、ＢＡＴは蓄電池、Ｌｄは直流リアクトル、Ｃ０Ｎ
Ｖは循環電流式二重コンバータ、ＣＡＰは進相コンデン
サ、Ｌ８は交流リアクトル、ｓｗｌ　、ｓｗ。

は開閉器、ＳＵＰは交流電源、ＬＯＡＤは負荷装置で６
一 ある。

二重コンバータＣ０ＮＶ　ｕ正群コンバータｓｓＰと負
群コンバータＳＳＮ及び直流リアクトル”０１＊ＬＯＲ
で構成されている。

まだ、制御回路として、電流検出器ｃ’ｒｄ、電圧検出
器ＰＴｃａｐ　ｔ　ＰＴｓ　ｓ　友流回路Ｄ、基準信号
発生器ＰＴＧ、電圧波高値制御回路ＡＶＲ２直流電流制
御回路ＡＣＲ及び位相制御回路ＰＨＣが用意されている
。

負荷装置ＬＯＡＤは、例えば電子計算機あるいは医療機
械等で、通常は開閉器ＳＷ、を閉じ、ＳＷ。

を開放して交流電源ＳＵＰがら電力供給を受けている。

循環電流式二重コンバータＣ０ＮＶは、進相コンデンサ
ＣＡＰ　Ｋ印加される電圧Ｖａ、　Ｖｂ、　Ｖ、を、ｌ
’！ｌ用して自然転流する。当該進相コンデンサＣＡＰ
に印加される電圧の波高値Ｖｃａｐは前記二重コンバー
タＣ０ＮＶによシ、直流電源ＢＡＴがら供給される電流
Ｉｄを調整することによシ、電圧波高値指令’Ｖ：ａ。

Ｋ一致するよう罠制御される。

また、前記二重コンバータＣ０ＮＶの位相制御回路ＰＨ
Ｃには基準信号発生器ＰＴＧによシ交流電源電圧に同期
した位相基準信号ｅａ　ｇ　８ｂｐ　ｅｃが与えられ、
進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧Ｖ１．　、Ｖｂ
。

Ｖｏの周波数は当該基準信号の周波数に一致するように
なる。また、当該進相コンデンサＣＡＰＯ印加電圧の交
流電源電圧に対する位相ψは上記位相基準信号ｅａｓ　
ｅｂ　ｓ　ｅｃの交流電源電圧に対する位相ψを変える
ことによシ、任意の値に調整することができる。

次に、各制御動作を説明する。

まず、負群コンバータＳＳＮを介して進相コンデンサＣ
ＡＰに電圧を確立させる動作を説明する。

第２図は、直流電源Ｖｄと負群コンバータＳＳＮと進相
コンデンサＣａｂ　ｓ　Ｃｂｃ　ｐ　Ｃｃａと直流リア
クトルＬｄの関係を示す等価回路である。

第２図の回路で、サイリスタＳ２とＳ４に点弧パルスが
入った場合、充電電流Ｉｄは電源Ｖｄ　→リアクトルＬ
ｄ→サイリスタＳ、→コンデンサＣａｂ→サイリスタＳ
、→電源Ｖｄ−の経路と、電源Ｖｄ　→リアクトルＬｄ
→サイリスタＳ４→コンデンサＣＣａ→コンデンサＣｂ
ｅ→サイリスタＳ、→電源Ｖｄ−の経路に流れる。この
結果、コンデンサＣａｂには電源電圧ｖｄが充電され、
コンデンサＣｂｃ　ｅ　Ｃｃａには−Ｖｄ／２の電圧が
印加される。

第３図（、）は、負群コンバータＳＳＮのサイリスタＳ
１〜Ｓ６の点弧モードを示すもので、第１図（Ｄ基準信
号発生器ＰＴＧからの３相基準信号ｅａ　ｘ　ｅｂｔｅ
ｃに同期して点弧）Ｊ？ルスが与えられる。第２図のモ
ードの後はサイリスタＳ、に点弧ノ’？ルスが与えられ
る。すると、コンデンサＣｂｃに充電された電圧によっ
て、サイリスタＳ２に逆／Ｓイアス電圧が印加され、Ｓ
！はオンする。すなわち、起動時には進相コンデンサＣ
ＡＰは転流コンデンサの役目をはだす、サイリスクＳ４
とＳ、がオンすると、コンデンサＣａｂ　＃　Ｃｂｃ　
＊　Ｃｃａに印加される電圧も変化する。

第３図（ｂ）は、（ａ）のモードで点弧されたときの第
２図のａ、ｂ端子間の電圧Ｖａ−ｂと相電圧ｖａの波形
を表す、電圧ｖｌＬ−ｂはリアクトルＬｄを介して充電
されるため、破線の如く、徐々に立上る。その時間を２
δとした場合、Ｖａ−ｂの基本波成分はδだけ遅れる。

相電圧■８は、当該線間電圧Ｖａ−ｂに対して（π／６
）ラジアンだけ位相が遅れる。

第３図の点弧モードと相電圧Ｖ８を比較するとわかるよ
うに、起動時の位相制御角αＮは、αＮ＝π−δ　　（
ラジアン）　　　　・・・（１）となっている、δはあ
まシ大きくないので、近似的にはαＮζ１８０°　で運
転されていることになる。

このときのコンバータＳＳＮの出力電圧ｖＮは、第２図
の矢印の方向を正と考えると、 ｖＮ＝−ａｖ・Ｖｃａｐ”魚αＮ　　　　・・・（２）
となっている、ただし、Ｋｖは比例定数、Ｖｃａｐはコ
ンデンサの相電圧波高値とする。

当該出力電圧ｖＮが直流電圧Ｖｄとつシ合っている。

しかし、このままでは、進相コンデンサＣＡＰには、当
該直流電圧Ｖｄ以上の電圧は充電されない。そこで、点
弧位相角αＮを９０°の方向に少しずらしてやる。する
と（２）式で示される出力電圧Ｖ、が減少し、Ｖｄ＞　
ＶＮとなる。この結果、充電電流Ｉｄが増大しコンデン
サ電圧Ｖｃａｐを増大させ、Ｖｄ　＝　ＶＮとなって落
ち着く。さらにｖｃａｐを増大させたい場合には、αＮ
をさらに９０°の方向にずらし、出力電圧ｖＮを減少さ
せることによシ達成できる。

αＮ＝９０°ではＶＮ　＝　Ｏｖとなシ、理論的には、
直流電圧Ｖｄがごくわずかな値でもコンデンサ電圧ｖｃ
ｌＬｐを大きな値に充電することができる。しかし、実
際には、回路損失があるため、その分の電力供給は必要
不可欠のものとなる。

このようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧ｖｃａｐを
任意の値に充電することができる。

このようＫして確立された進相コンデンサＣＡＰの電圧
Ｖｌ　、　Ｖｂ、　Ｖｃが、第１図の位相制御回路ＰＨ
Ｐ　、　ＰＨＨに与えられる３相基準電圧ｅａｔ　ｅｂ
　ｅｅｃの周波数と位相に大略一致することを次に説明
する。

二重コンバータＣ０ＮＶは直流電源ＢＡＴから供給され
る入力電流Ｉｄを制御するため、直流電圧Ｖｄに応じて
、その出力電圧Ｖｃｄを変化させている。

Ｃ０ＮＶの出力電圧Ｖｃｄは正群コンバータＳＳＰの出
力電圧■、と負群コンバータＳＳＨの出力電圧■Ｎの平
均値で、次のように表わされる。

■ｃｄ　＝　（Ｖｐ　＋　ＶＮ　）　／　２　　　　　
　　・・・（３）また循環電流工。は、上記正群及び負
群コン／Ｓ−タの出力電圧の差Ｖ、　−ｖＮが直流リア
クトルＵＯ１ｔＬ’ｏｔに印加されることによ電流れる
。すなわち、ｖｐ）　ＶＮの場合、工。は増加し、逆に
ｖｐ＜■、の場合、■。は減少する。

通常は、Ｖｐ　＃ＶＮとなって循環電流Ｉ。の増減はな
い、このとき点弧位相角は、 αＮ　＃１８０°−α、　　　　　　　・・・（４）の
条件を満足している。

第４図はα、＝４５°、αＮ＝１３５°の場合の位相制
御基準信号ｅＩＬ　ｔ　ｅｂ　＊　ｅｃと正群及び負群
コンノＪ−タの点弧パルス信号を表わす。

基準信号ｅａ　Ｉ　ｅｂ　ｓ　ｅｅは、第１図の基準電
圧発生器ＰＴＧから与えられるもので、次式のように表
わせる。

ｅａ＝虐（ω、・を十ψ）　　　　　　・・・（５）ｅ
ｂ＝ｔｈ　（ωＢ　・ｔ＋ψ−２π／３　）　　　−（
６）ｅｃ＝虐（ω６・ｔ＋ψ＋２π／３）　　・・・（
７）ここで、ω、＝２πｆ８で、ｆ８は交流電源ＳＵＰ
の周波数、ψは当該交流電源ＳＵＰの電圧”Ｒｓ　ｖｌ
　ｔＶ、に対する進み位相角でおる。

進相コンデンサＣＡＰの相電圧■ａｙＶｔｚｖｅが上記
基準電圧ｅｌＬ、ｅｂ、ｅｃの周波数と位相に一致して
いる場合、コンバータＳＳＰ　、　ＳＳＮの出力電圧は
次のようになる。

Ｖ　　＝に・ｖｃａｐ・房αｐ・・・（８）ＶＮ　＝　
−ｋ　６ＶＨｐ　＠ｃｏｓαＮ　　　　・・・（９）故
に、（４）式を満足している限シ、Ｖｐ＃ＶＮとなって
循環電流工ｏの増減はない。

この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数ｆ。３゜が低
くなり、第４図の破線のようにＶ％、Ｖち。

ｖ′　となった場合を考える３ コンバータ５ＳＰＯ点弧位相角は、α、からαｉに、ま
た、５ＩＮＯ点弧位相角はαＮからα長に変化する。

この結果、Ｖ、）ＶＮとなシ、二重コンバータＣ０ＮＶ
の循環電流工０を増大させる。

当該循環電流Ｉ。は、進相コンデンサＣＡＰ側から見た
場合、二重コンバータＣ０ＮＶの入力側の遅れ無効電力
となる。

第５図は、二重コンバータＣ０ＮＶの入力側の１相分の
等何回路を表わしたもので、コンノ々−タＣ０ＮＶは、
遅れ電流をとる可変インダクタンスＬｅＯに置き換えら
れる。この回路の共振周波数ｆｃａｐは、次式のように
なる。

ｆｅａｐ　＝　１／　（２π〆；了Ｃｅａｐ　）　　　
”’　＜ｔｃ！循環電流が増大することは、等価インダ
クタンスＩ’ｃｏが減少することに等しく、上記周波数
ｆｃａｐは増大シ、ＶＢ’　、　Ｖｂ’　、　Ｖ、’の
周波数ｆｔ１Ｌｐは基準電圧ｅａ　ｐ　ｅｂ　ｐ　ｅｃ
の周波数ｆａに近ずく。

同様にｆｃｈｐ＞ｆｃ　となった場合には、循環電流Ｉ
、が減少し、Ｌｃｏが大きくなって、やはり、ｆｃａｐ
　＝　ｆＱとなって落ち着く。

進相コンデンサＣＡＰの電圧の位相が基準電圧の位相よ
シ遅れた場合には、上記ｆｃａｐ＜ｆｃとなったときと
同様に循環電流が増加し、進相コンデンサＣＡＰの電圧
位相を進める。逆に進相コンデンサＣＡＰの電圧位相が
基準電圧よシ進んだ場合には、上記ｆｃａｐ　＞　ｆｃ
となったときと同様に、循環電流が減少し、進相コンデ
ンサＣＡＰの電圧位相を遅らせる。このようにして、進
相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖａ、　Ｖｌ）　、　ＶＣは
、基準電圧ｅ３ａ　＋　ｅｂ　ｓ　ｅｅと同一周波数、
同位相となるように循環電流の大きさが自動的に調整さ
れるものである。

基準電圧ｅｈ　ｔ　ｅｂｌ　ｅｃの進み位相角ψを変え
てやることによシ、進相コンデンサＣＡＰの電圧ｖａ。

ｖｂ、■ｏの交流電源電圧ｖＲ，■８．Ｖ丁ニ対すル位
相を任意の値に調整できる。

次に第１図にもどって、進相コンデンサＣＡＰに印加さ
れる電圧の波高値Ｖ。ａ、の制御動作を説明する。

３相電圧検出器ＰＴｃｌＬ、によシ進相コンデンサＣＡ
Ｐに印加される電圧Ｖ、　、　Ｖｂ、　Ｖ。の瞬時値を
検出する。それを整流回路りを介して整流し、波高値■
ｃａｐを求める。

尚核波高値検出値ｖｃａｐは電圧制御回路ＡＶＲに入力
され、波高値指令Ｖｈｐと比較され、その偏差εｖ　”
”　Ｖ：ａｐ−ＶＣａｐは比例増幅あるいは積分される
。

ＡＶＨの出力信号は、直流電流指令値Ｉｄ“となる。

一方、電流検出器ＣＴｄによって直流電流Ｉｄが検出さ
れ、電流制御回路ＡＣＨに入力される。ＡＣＲでは上記
直流電流指令値Ｉｄ”と検出値Ｉｄを比較し。

その偏差ε！＝ＩＩ　　Ｉａを反転増幅して、二重コン
バータＣＯＮの位相制御回路ＰＩ（Ｃに次式で示される
電圧■。を入力する。

Ｖ、ニーＫｌ・ε！　　　　　　　・・・αυ二重コン
バータＣ０ＮＶの出力電圧ｖｃｄは、この入力信号■４
に比例しだ値となる。

工ど＞Ｉａとなった場合、偏差εＩは正の値となシ、位
相制御回路ＰＨＣの入力信号ｖ１は負の値となる。

故に、二重コンバータＣ０ＮＶの出力電圧Ｖｅｄは第１
図の矢印と反対方向に発生し、直流電流Ｉｄを増加させ
る。

逆に、Ｉｄ”＜Ｉａとなった場合、偏差ε！は負の値と
なり、Ｖ、は正の値となって増加する。故にＶｃｄは図
の矢印の方向に増大し、Ｖｃｄ　＞　Ｖｄとなって直流
電流Ｉｄを減少させる。

このようにして直流電流工ｄはその指令値Ｉｄ”に一致
するように制御される。

ここで、次にｖ：ａｐ＞ｖｃａ、となった場合を考える
。このとき偏差匂は正の値となシ直流電流指令値Ｉｄ”
を増加させる。実電流Ｉｄは上記のように当該指令値Ｉ
Ｘに一致するように制御され、Ｉｄ”に従ってＩｄも増
加する。すなわち、よシ多くの有効電力Ｐｄ　＝Ｖｄ・
Ｉｄ　　が直流電源ＢＡＴから進相コンデンサＣＡＰに
供給され、その蓄積エネルギー（’ｈ　）　ＣｃａｐＶ
ｃａｐ　＝　Ｐｄ−ｔが増加する・故にＶＣａｐが増加
し、Ｖｅａ、　＝　Ｖ：、ｐとなるように制御される。

また、逆にｖ：ａ、〈■ｅｌＬｐとなった場合偏差ε７
は負の値となり　Ｉｄ“を減少させる。故に直流電源Ｄ
ＡＴから供給される有効電力Ｐｄも減少し、その結果、
進相コンデンサＣＡＰの蓄積エネルギーが減少し、Ｖ　
が低くなシ、やはシｖｃａ、　＝　ｖ：、、となるｌＬ
ｐ ように制御される。

次に進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧■ＩＬ。

ｖｂ、ｖｃの交流電源電圧ＶＲ，Ｖｓ　、　Ｖ、に対す
る位相ψを調整する動作を説明する。

第６図は基準電圧発生器ＰＴＧの具体的実施例を示す構
成図である。

図中、ＴＦｌは３相／２相変換器、ＴＦ２は２相／３相
変換器、ＣＡＬ　１　、　ＣＡＬ　２は演算器を示す。

第１図の３相電圧検出器ＰＴ、によって交流電源ＳＵＰ
の電圧ＶＲ，Ｖ、　、　ＶＴに同期した単位正弦波８　
Ｒｍ　ｅ　Ｂ　１　ｅ　Ｔが検出される。

ｅＲ−ｓｉｔ＋（ω、−ｔ）　　　　　　　　　　　−
（１４ｅｇ＝ｓｌｎ（ω、−ｔ−２π／３　）　　　　
　　　・（Ｌｌｅ↑＝画（ω８・ｔ＋２π／３）　　　
　　・・・α→ω８−２πｆｓ　　　　ｆ８は電源周波
数この３相半位正弦波ｅｎ　、　ｅｓ　ｐ　８Ｔ　　を
３相／２相変換器に入力し、次式のように２相半位正弦
波ｅａ、ｅ／に変換する。

ｅａ””ｅｎ＝ｓ石（ωｓ　’　ｔ　）　　　　　　　
　”’α→ｅｐ＝（１／Ｖ丁）　・（ｅａ　　ｅ丁）＝
亦（ω８・ｔ）　　　　　　　　　・・・αＱ一方、電
源電圧に対する進相コンデンサ電圧の進み位相角の設定
値ψに基づき、演算器ＣＡＬ　Ｉ　Ｋよってその正弦仏
画ψと余弦値瀉ψを求め、次の演算器ＣＡＬ　２に入力
する。

演算器ＣＡＬ　２では、信号ｅａＨｅβと蜘ψ、可ψを
用いて新しい信号ｅａ’　ｙ　ｅｐ’を計算する。

ｅ　’　＝ｅ　　１１ｃｏｓψ＋ｅ　　φｍｑ）β ＝め（ω　ｍｔ戸房ψ十四（ω８・ｔ）・Ｓ石ψ＝Ｓ石
（ω、・　ｔ＋ψ　）　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　・・・ＣＬ乃ｅβ′＝ｅ／・房ψ−ｅ、・
虐ψ ＝ｃａｓ（ω、’ｔ）”ＣＯ５ψ−ｔｈ（ω、・ｔ）−
ｒψ＝邸（ω、・ｔ−ψ）　　　　　　　　　　・・・
α樽この２相信号ｅ、Ｉ　、　ｅ、／をさらに２相／３
相変換器ＴＦ２を介して位相制御基準信号ｅ＆ｔｅｂｙ
ｅｃを求める。

ｅａ＝ｅα′ ＝　ｓｉｎ　（ω８　・　を十ψ　）　　　　　　　　
　　　　　　　　　・・・０つｅｂ　−（Ｖ２）　（−
ｅａ’　＋１／３　・ｅｐ’　）＝　ｓｉｎ　（ω８ｔ
＋ψ−２π／３）　　　　　　・４Ａｅｃ　＝　（１１
２）　（ｅａ’−〆３・ｅβ’）＝　ｓｉｎ　（ω８ｔ
＋ψ＋２π／３）　　　　　・・・Ｈ進相コンデンサＣ
ＡＰに印加される電圧ｖ８゜ｖｌ、、ｖ。は上記位相基
準信号ｅａ　ｙ　ｅｂ　ｙ　ｅｃと同位相になることは
前に述べた。

交流電源ＳＵＰが停電した場合、信号ｅｎ　１　ｅａ　
１ｅＴは得られないので、ここでは図示しなかったが、
外部発振器を用意し、当該発振器から電源周波数（５０
Ｈｚ又は６０　Ｈｚ　）と同一周波数の３相半位正弦波
ｅｎ’　、　ｅｓ’　、　ｅＴ’を与える。

さらに、電源が後部した場合には、ＰＬＬ　（ｐｈａｓ
ｅｌｏｃｋｅｄ　１ｏｏｐ　）回路等の公知の手法によ
シ、電源電圧ｅＲ１ｅ８．ｅＴと外部発振器からの出力
信号ｅＲ’　１８ｓ’　　、　ｅｒ’の同期をとり、位
相を一致させてから、信号を切換えるようにすれば、突
入電流が流れることなく、スムーズに制御を移行させる
ことができる。

さて、もう−度、第１図にもどって負荷装置ＬＯＡＤへ
の電力供給動作を説明する。

通常、負荷装置ＬＯＡＤは交流電源ＳＵＰから電力供給
を受けている。

ここで、上記交流電源ＳＵＰが停電した場合、補助電源
である進相コンデンサＣＡＰから電力供給を行う。この
とき、開閉器ＳＷ１はオフされ、謂。

がオンされる。

停電しているので、交流電源ＳＵＰからの基準信号は入
ってこない、故に、前述のように外部発振器から３相基
準信号ｅＲＩ、ｅ８′、ｅＴＩをもらい、その信号に基
づいて位相制御回路ＰＩ（Ｃの基準信号ｅｉＬｔ８ｂｐ
８ｅを作る。ここで、位相差ψは意味を持たないのでψ
＝０にする。

蓄電池ＢＡＴに蓄えられた電気エネルギーがコンバータ
Ｃ０ＮＶを介して交流電力に変換され、当該電力が負荷
装置ＬＯＡＤに供給される。このとき進相コンデンサＣ
ＡＰに印加される電圧の波高値Ｖｅａｐははぼ一定に制
御される。

交流電源ＳＵＰが復電した場合、電源からの基準信号ｅ
Ｒ１ｅｓ、ｅＴと前記外部発振器からの出力信号６Ｒ１
、ｅ８１　、　ｅ、Ｉとで同期をとシ、位相を完全に一
致させ、かつ進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値ｖｅａ
ｐと電源電圧の波高値ｖ８ｍとを合わせて開閉器ＳＷ１
を投入する。その後、補助電源の開閉器ＳＷ２を開放し
、再び通常の連転を継続する。

次に、交流電源ＳＵＰと補助電源の両方から負荷装置Ｌ
ＯＡＤ　Ｋ電力を供給する動作を説明する。

第７図は交流電源ｖ８と補助電源Ｖ＆と交流リアクトル
Ｌ、及び負荷ＬＯＡＤの１相分の等価回路を示すもので
ある。

負荷電流ＩＬは電源電流工、と補助電源電流工、の和と
なる。

補助電源電流工、は交流リアクトルＬ、に印加される電
圧Ｖ、−Ｖ、によって決定される。ｖ８は一定と考えれ
ば、■８を変えることによシミ流工、を調整することが
できる。

第８図は第７図の回路における電圧電流のベクトル図を
示す。

第８図（＆）は負荷電流工、を全て補助電源側から供給
した場合のベクトル図である。

Ｉ、　＝　ＩＬを流すために交流リアクトルＬ８にけＶ
ｘ、ｓ　＝　ｊωＩ！１Ｌ８Ｉａの電圧を印加させる必
要がある。

そのために、補助電源である進相コンデンサＣＡＰの色
相の電圧Ｖａが Ｖ、＝　ｖ８＋　ｊω、Ｌ、＃Ｉ、　　　　　　　　−
Ｊ４となるように制御すればよい。電圧ベクトル■８を
大きさｖｃａｐと位相ψ（電源電圧■、に対する位相）
罠分けると、次のように表わせる。

ただし、θは電流ＩＩＬの電源電圧■８に対する位相角
、■ａｍは電源電圧波高値、■Ｌ８ｍはＶＬ８の波高値
とする。

・・・（至） ψ””ｔａｎ　　（ＶＬ　８　ｍ−（ｙｙ５θ／（■８
ｍ＋■Ｌｓｍ−ｇＩｎθ））　　−Ｈ進相コンデンサＣ
ＡＰの電圧の波高値■。ａｐ及び位相ψがに）、（ハ）
式のようになるように第１図の装置のＶ：ａｐ及びψを
調整することにょ力、第８図（、）のベクトルを満足す
る電流工、を供給することができる。

第８図（ｂ）は負荷電流１．のうち、有効電流の一部工
Ｒを交流電源ＳＵＰから供給し、その他を補助電源から
Ｉ、　＝　ＩＬ−Ｉ、の電流を供給するようにしたとき
のベクトル図を示す。

同様に負荷電流ＩＬのうち、有効電流成分全部を交流電
源ＳＵＰから供給し、工りの無効電流成分だけを補助電
源に負担させることもできる。この場合、蓄電池ＢＡＴ
は補助電源の損失分の有効電力を負担するだけで済むこ
とになる。さらにこの損失分も交流電源ＳＵＰから供給
することによシ、蓄電池ＢＡＴの蓄積エネルギーの増減
はなくなシ、蓄電池ＢＡＴＯ代シに直流平滑コンデンサ
に置き換えることも可能である。すなわち、この補助電
源は交流電源ＳＵＰに対して無効電力補償装置の役目を
はだすこともできる。

第８図（ｃ）は、負荷がない場合（Ｉｔ、＝Ｏ）のベク
トル図を示すもので、交流電源ＳＵＰから補助電源に有
効電流工Ｒを供給しているときのベクトル図を表わす。

Ｉ、　＝　−Ｉ、となシ、進相コンデンサ電圧ｖ８は電
源電圧ｖＲよシ位相が遅れる。

このケースは夜間電力を蓄電池ＢＡＴに蓄える場合に考
えられる。すなわち、夜間、電力需要の少ないとき、余
った電力をコンバータを介して蓄電池ＢＡＴに蓄え、昼
間、そのエネルギーを第８図（、）又は（ｂ）等のベク
トル図のように放出するものである。

第１図の直流電源ＢＡＴとして太陽電池を用いるシステ
ムも考えられる。その場合、開閉器ｓｗ１とＳＷ、は常
にオンしておき、太陽電池で発生した電力は負荷ＬＯＡ
Ｄか、交流電源ＳＵＰに供給することになる。負荷ＬＯ
ＡＤがない場合は太陽電池で発生したエネルギー（電力
）は全て交流電源ＳＵＰに回生され、当該電源に接続さ
れた他の負荷に電力が供給される。

第９図は第１図の装置で、補助電源と交流電源ＳＵＰが
接続されている場合、補助電源から供給する有効電力及
び無効電力の制御回路を示すものである。

図中、ＰＱＣは有効、無効電力の演算回路、Ｃ１゜Ｃ１
は比較器ＨＰ（Ｓ）　＃　ＨＱ（Ｓ）は制御補償回路、
ＰＴＧは基準電圧発生器、ＡＶＲは電圧波高値制御回路
である。

まず、交流電源ＳＵＰの電圧ＶＲ，ｖ、　、　ｖＴ及び
補助電源から供給される電流Ｉａ　ｅ　より　、■。を
検出し、有効、無効電力の演算回路ＰＱＣに入力する。

ＰＱＣでは、補助電源から供給される有効電力Ｐと無効
電力Ｑを演算し、各々を比較器ＣＩｓ”２に入力する。

比較器Ｃ１では、上記有効電力検出値Ｐとその指令値Ｐ
”を比較し、その偏差ε、＝Ｐ”−Ｐを次の有効電力制
御補償回路ＨＰ（Ｓ　）に入力する。ＨＰ（Ｓ）では上
記偏差ε、を増幅あるいは積分し、その出力ψを第１図
の基準電圧発生器ＰＴＧに入力する。

また、比較器Ｃ２によって上記無効電力検出値２６一 Ｑとその指令値Ｑ”を比較し、その偏差ε、＝Ｑ“Ｑを
次の無効電力制御補償回路ＨＱ（Ｓ）　Ｋ入カする。

Ｈ６（Ｓ）では上記偏差ε、を増幅あるいは積分し、そ
の出力ｖｈｐを第１図の電圧波高値制御回路ＡＶＲに与
える。

戸〉Ｐとなった場合、偏差ε、は正の値となシ、例えば
第８図（、）のベクトル図の位相角ψを増加させる。そ
の結果、交流リアクトルＬ８に印加される電圧ＶＬＩＩ
の電源電圧ＶＲに対する直角方向成分が増加し、■、の
有効分を増加させ、Ｐ　＝　Ｐ”となるように制御され
る。

逆にＰ”（Ｐとなった場合は、位相ψを減少させ、■、
の有効分を減少させて、やはｆｉＰ＝Ｐ”となるように
制御される。

また、Ｑ”〉Ｑとなった場合、偏差εＱは正の値となシ
、波高値ｖ０．を増加させる。その結果、交流リアクト
ルＬａに印加される電圧ＶＬ８のｖＲ力方向成分が増加
し、工、の無効分を増加させ、Ｑ＝Ｑ”となるように制
御される。この場合、ｖｒ、ｓのＶＲと直角方向の成分
も同時に増加し、Ｐ＞戸となるが、Ｐ制御ループによっ
てψが減少し、Ｐ　＝　Ｐ”となるように制御される。

逆にＱ”〈Ｑとなった場合、■。、ｐが減少し、工。

の無効分を減少させてやはＤＱ＝Ｑ”となって落ち着く
。

第９図の制御回路では、Ｐ制御とＱ制御が相互に干渉し
ながら、最終的にＰ＝Ｐ”、Ｑ＝Ｑ“　となるように制
御される。

第１０図は、上記相互干渉が生じないようにした有効、
無効電力制御回路の実施例を壓す構成図である。

図中、ＡＤｌ　、ＡＤ、は加算器、ＳＱｌ　、ＳＱ。

は２乗演算回路、ＳＱＲは平方根演算回路、ＤＩ■は割
算器、ＡＴＮは逆正接演算回路で、他の記号は第９図に
準する。

有効電力制御補償回路Ｈｐ（Ｓ）の出力ｖＬＱは、電源
電圧■Ｒに対して直角方向の成分電圧、無効電力制御補
償回路ＨＱ（Ｓ）の出力ＶＬＰは電源電圧ｖＲと同方向
の成分電圧となる。

進相コンデンサの電圧波高値指令Ｖ：ａ、は次式の演算
を行うことによシ求めている。

Ｖ：、、　＝＝　７辞肩−ア野７　　・・・（ハ）この
式は（ホ）式に対応するものである。

また、位相角ψは次の演算を行うことによシ求めている
。

ｃｐ　＝　ｔｓｎ−１［Ｖｈａ／（Ｖｓｍ＋ＶＬｐ）　
）　　　　・・・’Ａこの式は（ハ）式に対応するもの
である。

すなわち、ｐ”＞ｐとなった場合、に）、（ハ）式のｖ
ＬＱが同時に増加し、Ｖ；よ及びψを増加させる。

この結果、交流リアクトルＬ８に印加される電圧ＶＬ８
の電源電圧ＶＲに対する直角方向の成分■ＬＱだけが増
加し、有効電力Ｐだけを増加させる。故にＱ＝一定のま
ま、Ｐ　＝　Ｐ”となるように制御される。

Ｐ”〈Ｐの場合も同様である。

またＱ”　＞　Ｑとなった場合、（ハ）、（ハ）式のｖ
ＬＰが同時に増加し、■ｈ、をふやし、ψを減少させる
。この結果、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ＶＬ
ＢのＶＢ方向の成分ＶＬＰだけが増加し、無効電力Ｑだ
けを増加させる。故にＰ＝一定のままＱ＝Ｑ”トするよ
うに制御される。Ｑ”＜Ｑの場合も同様に、Ｐ制御に影
響することなくＱ＝Ｑ”となるように制御される。

〔発明の効呆〕

以上のように本発明の補助電源装置は、自然転流だけで
動作し、大容量化がきわめて容易である。

また装置を構成する素子は普通のサイリスタでよく、安
価で、信頼性の高いシステムとなる。さらに、直流電源
として蓄電池を使用することによシ、夜間電力を蓄積し
て需要の多い昼間にそのエネルギーヲ放出できる等省エ
ネルギーシステムヲ達成できる。また、直流電池として
太陽電池等を用いれば、その電力を交流電源に回生ずる
こともでき、太陽エネルギーの有効活用ができる。さら
に、また大形計算機や医療機械の補助電源として、経済
的で信頼性の高いシステムを提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の補助電源装置の実施例を示す構成図、
第２図及び第３図は第１図の装置の起動動作を説明する
だめの等価回路図とタイムチャート図、第４図及び第５
図は第１図の装置の動作を説明するだめのタイムチャー
ト図と等価回路図、第６図は、第１図の装置の制御回路
の一部の具体的実施例を示す構成図、第７図及び第８図
は第１図の装置の動作を説明するだめの等価回路図とベ
クトル図、第９図及び第１０図は第１図の装置の補助電
源から供給される有効電力及び無効電力の制御動作を説
明するだめの制御回路図、第１１図は従来の補助電源装
置の構成図である。 ＢＡＴ・・・直流電源、Ｌｄ・・・直流リアクトル、Ｃ
０ＮＶ・・・循環電流式二重コンバータ、ＣＡＰ・・・
進相コンデンサ、ＳＵＰ・・・交流電源、ｓｗ、、ｓｗ
２・・・開閉器、ＬＯＡＤ・・・負荷装置、ＳＳＰ　、
　ＳＳＮ・・・正群、負群コンバータ、”０１１　Ｉ’
ｏｔ・・・直流リアクトル、Ｌ、・・・交流リアクトル
、ＣＴｄ・・・電流検出器、ＰＴｃａｐ、ＰＴ８・・・
電圧検出器、Ｄ・・・整流回路、ＡＶＲ・・・電圧制御
回路、ＡＣＲ・・・電流制御回路、ＰＨＣ・・・位相制
御回路、ＰＴＧ・・・基準電圧発生器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電源と、該直流電源に直流リアクトルを介して出力
   側端子が接続された循環電流式二重コンバータと、当該
   二重コンバータの入力側端子に接続された進相コンデン
   サと、交流電源と、該交流電源又は前記進相コンデンサ
   のどちらか一方あるいは両方から電力供給を受ける負荷
   装置とからなる補助電源装置。