JPH0297241A - 補助電源装置 - Google Patents

補助電源装置

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JPH0297241A
JPH0297241A JP63245941A JP24594188A JPH0297241A JP H0297241 A JPH0297241 A JP H0297241A JP 63245941 A JP63245941 A JP 63245941A JP 24594188 A JP24594188 A JP 24594188A JP H0297241 A JPH0297241 A JP H0297241A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 (産業上の利用分野) 本発明は計算機用補助電源、医家用非常電源、あるいは
夜間電力の蓄積を兼ねた各種補助電源装置に関する。
(従来の技術) 第11図に従来の補助電源装置の構成図を示す。
図中SUPは3相の交流電源、SWは開閉器、BATは
蓄電池、  INVはインバータ装置、L8は交流リア
クトル、LOADは負荷装置である。
負荷装置LOADは例えば、計算機あるいは医療機器等
で通常は商用電源SUPから電力供給を受けている。
また、インバータINVは蓄電池BATを直流電圧源と
し一定周波数の交流電圧を発生する。
交流リアクトルし8にはインバータINVからの出力電
圧■a(、vb、vc)と電源電圧VR(y vs I
VT )との差電圧が印加され、インバータINVから
供給される電流はそのリアクトルに印加される電圧によ
って決定される。
通常はv、 = VRとするか、インバータの運転を停
止してインバータINVから供給する電流は零とし、交
流電源SUPに何らかの異常が発生した場合、例えば停
電となった場合、このインバータINVから負荷LOA
Dに電力を供給する。
すなわち、負荷LOADは交流電源SUPに異常が発生
した場合でも連続して電力供給が受けられ、計算機や医
療機械の運転を停止させなくて済む。
この結果、計算中の重要なデータの消滅が防止でき、さ
らに人命を扱う医療機械の信頼性を向上させることがで
きる。
(発明が解決しようとする課題) 上記従来の補助電源装置は次のような問題点がある。
すなわち、従来の装置ではイ/ノク一夕を構成するため
に自己消弧素子(例えば、ダートターンオアサイリスタ
や大電力トランジスタ等)を使用しなければならず、装
置が高価なものとなる。また、当該自己消弧素子は過負
荷態量が小さく、大容量化が難しい欠点がある。さらに
イン/4−夕の出力電圧を正弦波に近づけるため、zク
ルス幅変調制御(PWM制御)を行っているが、波形歪
みを小さくするため、とのPWM制御の搬送波周波数を
高くする必要がある。このため、上記自己消弧素子のス
イッチング周波数も高くなシ、その分損失が増大し、運
転効率が悪くなる欠点がちった。
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、進相コ
ンデンサに印加される交流電圧を利用して自然転流する
二重コンバータによシ、補助電源を構成したもので、自
己消弧素子を用いることなく、直流電圧源から正弦波交
流電圧を作ることができ、大容量化が容易で、経済性に
優れ、かつ効率の良い補助電源装置を提供することを目
的とする。
〔発明の構成〕
(課題を解決するだめの手段) 以上の目的を達成するために1本発明は、直流電源と、
該直流電源に直流リアクトルを介して出力側端子が接続
された循環電流式二重コンノ々−タと、尚該二重コンバ
ータの入力側端子に接続された進相コンデンサと、交流
電源と、該交流電源又は前記進相コンデンサのどちらか
一方あるいは両方から電力供給を受ける負荷装置とを具
備している。
(作用) 循環電流式二重コンバータは進相コンデンサに印加され
る電圧を利用して自然転流する。当該進相コンデンサに
印加される電圧の波高値は、前記二重コンバータにより
直流電源から供給される電流を調整することによシ、電
圧指令値に一致するように制御される。また、当該二重
コンバータの点弧位相を制御する位相制御回路には、交
流電源電圧に同期した位相基準信号が与えられ、進相コ
ンデンサに印加される電圧の周波数と位相は、この位相
基準信号の周波数と位相に一致するように動作する。上
記位相基準信号の交流電源電圧に対する位相を変えるこ
とによシ、上記進相コンデンサ電圧の交流電源電圧に対
する位相を調整することができる。
前記交流電源電圧に対する進相コンデンサ印加電圧の波
高値と位相を調整することによシ、上記二重コンバータ
の出力側端子に接続された直流電源と上記交流電源との
間で授受される電力量を制御することができ、夜間電力
を蓄電池等の直流電源に蓄えたシ、また昼間、その蓄積
エネルギーを放出することもできる。
負荷を接続した場合、通常は交流電源からのみ電力を供
給するが、停電時等には補助電源である進相コンデンサ
から電力を供給する。この場合、前記二重コンバータの
位相制御回路に与えられる基準信号は外部発振器によっ
て作られる。故に、進相コンデンサの印加電圧の周波数
と位相は上記外部発振器から与えられる基準信号の周波
数と位相に一致するようになシ、補助電源から単独で負
荷に電力が供給されるようになる。
また、交流電源と補助電源の両方から負荷に電力を供給
することもでき、その負荷分担の割合を任意の値に調整
することができる。
以上のようにして本発明装置は自然転流だけで、必要な
電力を供給する補助電源を構成することができ、運転効
率がよく、経済的なシステムとなシ、かつ大容量化も容
易に図ることが可能となる。
(実施例) 第1図は本発明の補助電源装置の一実施例を示す構成図
でちる。
図中、BATは蓄電池、Ldは直流リアクトル、C0N
Vは循環電流式二重コンバータ、CAPは進相コンデン
サ、L8は交流リアクトル、swl 、sw。
は開閉器、SUPは交流電源、LOADは負荷装置で6
一 ある。
二重コンバータC0NV u正群コンバータssPと負
群コンバータSSN及び直流リアクトル”01*LOR
で構成されている。
まだ、制御回路として、電流検出器c’rd、電圧検出
器PTcap t PTs s 友流回路D、基準信号
発生器PTG、電圧波高値制御回路AVR2直流電流制
御回路ACR及び位相制御回路PHCが用意されている
負荷装置LOADは、例えば電子計算機あるいは医療機
械等で、通常は開閉器SW、を閉じ、SW。
を開放して交流電源SUPがら電力供給を受けている。
循環電流式二重コンバータC0NVは、進相コンデンサ
CAP K印加される電圧Va、 Vb、 V、を、l
’!l用して自然転流する。当該進相コンデンサCAP
に印加される電圧の波高値Vcapは前記二重コンバー
タC0NVによシ、直流電源BATがら供給される電流
Idを調整することによシ、電圧波高値指令’V:a。
K一致するよう罠制御される。
また、前記二重コンバータC0NVの位相制御回路PH
Cには基準信号発生器PTGによシ交流電源電圧に同期
した位相基準信号ea g 8bp ecが与えられ、
進相コンデンサCAPに印加される電圧V1. 、Vb
Voの周波数は当該基準信号の周波数に一致するように
なる。また、当該進相コンデンサCAPO印加電圧の交
流電源電圧に対する位相ψは上記位相基準信号eas 
eb s ecの交流電源電圧に対する位相ψを変える
ことによシ、任意の値に調整することができる。
次に、各制御動作を説明する。
まず、負群コンバータSSNを介して進相コンデンサC
APに電圧を確立させる動作を説明する。
第2図は、直流電源Vdと負群コンバータSSNと進相
コンデンサCab s Cbc p Ccaと直流リア
クトルLdの関係を示す等価回路である。
第2図の回路で、サイリスタS2とS4に点弧パルスが
入った場合、充電電流Idは電源Vd →リアクトルL
d→サイリスタS、→コンデンサCab→サイリスタS
、→電源Vd−の経路と、電源Vd →リアクトルLd
→サイリスタS4→コンデンサCCa→コンデンサCb
e→サイリスタS、→電源Vd−の経路に流れる。この
結果、コンデンサCabには電源電圧vdが充電され、
コンデンサCbc e Ccaには−Vd/2の電圧が
印加される。
第3図(、)は、負群コンバータSSNのサイリスタS
1〜S6の点弧モードを示すもので、第1図(D基準信
号発生器PTGからの3相基準信号ea x ebte
cに同期して点弧)J?ルスが与えられる。第2図のモ
ードの後はサイリスタS、に点弧ノ’?ルスが与えられ
る。すると、コンデンサCbcに充電された電圧によっ
て、サイリスタS2に逆/Sイアス電圧が印加され、S
!はオンする。すなわち、起動時には進相コンデンサC
APは転流コンデンサの役目をはだす、サイリスクS4
とS、がオンすると、コンデンサCab # Cbc 
* Ccaに印加される電圧も変化する。
第3図(b)は、(a)のモードで点弧されたときの第
2図のa、b端子間の電圧Va−bと相電圧vaの波形
を表す、電圧vlL−bはリアクトルLdを介して充電
されるため、破線の如く、徐々に立上る。その時間を2
δとした場合、Va−bの基本波成分はδだけ遅れる。
相電圧■8は、当該線間電圧Va−bに対して(π/6
)ラジアンだけ位相が遅れる。
第3図の点弧モードと相電圧V8を比較するとわかるよ
うに、起動時の位相制御角αNは、αN=π−δ  (
ラジアン)    ・・・(1)となっている、δはあ
まシ大きくないので、近似的にはαNζ180° で運
転されていることになる。
このときのコンバータSSNの出力電圧vNは、第2図
の矢印の方向を正と考えると、 vN=−av・Vcap”魚αN    ・・・(2)
となっている、ただし、Kvは比例定数、Vcapはコ
ンデンサの相電圧波高値とする。
当該出力電圧vNが直流電圧Vdとつシ合っている。
しかし、このままでは、進相コンデンサCAPには、当
該直流電圧Vd以上の電圧は充電されない。そこで、点
弧位相角αNを90°の方向に少しずらしてやる。する
と(2)式で示される出力電圧V、が減少し、Vd> 
VNとなる。この結果、充電電流Idが増大しコンデン
サ電圧Vcapを増大させ、Vd = VNとなって落
ち着く。さらにvcapを増大させたい場合には、αN
をさらに90°の方向にずらし、出力電圧vNを減少さ
せることによシ達成できる。
αN=90°ではVN = Ovとなシ、理論的には、
直流電圧Vdがごくわずかな値でもコンデンサ電圧vc
lLpを大きな値に充電することができる。しかし、実
際には、回路損失があるため、その分の電力供給は必要
不可欠のものとなる。
このようにして進相コンデンサCAPの電圧vcapを
任意の値に充電することができる。
このようKして確立された進相コンデンサCAPの電圧
Vl 、 Vb、 Vcが、第1図の位相制御回路PH
P 、 PHHに与えられる3相基準電圧eat eb
 eecの周波数と位相に大略一致することを次に説明
する。
二重コンバータC0NVは直流電源BATから供給され
る入力電流Idを制御するため、直流電圧Vdに応じて
、その出力電圧Vcdを変化させている。
C0NVの出力電圧Vcdは正群コンバータSSPの出
力電圧■、と負群コンバータSSHの出力電圧■Nの平
均値で、次のように表わされる。
■cd = (Vp + VN ) / 2     
  ・・・(3)また循環電流工。は、上記正群及び負
群コン/S−タの出力電圧の差V、 −vNが直流リア
クトルUO1tL’otに印加されることによ電流れる
。すなわち、vp) VNの場合、工。は増加し、逆に
vp<■、の場合、■。は減少する。
通常は、Vp #VNとなって循環電流I。の増減はな
い、このとき点弧位相角は、 αN #180°−α、       ・・・(4)の
条件を満足している。
第4図はα、=45°、αN=135°の場合の位相制
御基準信号eIL t eb * ecと正群及び負群
コンノJ−タの点弧パルス信号を表わす。
基準信号ea I eb s eeは、第1図の基準電
圧発生器PTGから与えられるもので、次式のように表
わせる。
ea=虐(ω、・を十ψ)      ・・・(5)e
b=th (ωB ・t+ψ−2π/3 )   −(
6)ec=虐(ω6・t+ψ+2π/3)  ・・・(
7)ここで、ω、=2πf8で、f8は交流電源SUP
の周波数、ψは当該交流電源SUPの電圧”Rs vl
 tV、に対する進み位相角でおる。
進相コンデンサCAPの相電圧■ayVtzveが上記
基準電圧elL、eb、ecの周波数と位相に一致して
いる場合、コンバータSSP 、 SSNの出力電圧は
次のようになる。
V  =に・vcap・房αp・・・(8)VN = 
−k 6VHp @cosαN    ・・・(9)故
に、(4)式を満足している限シ、Vp#VNとなって
循環電流工oの増減はない。
この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数f。3゜が低
くなり、第4図の破線のようにV%、Vち。
v′ となった場合を考える3 コンバータ5SPO点弧位相角は、α、からαiに、ま
た、5INO点弧位相角はαNからα長に変化する。
この結果、V、)VNとなシ、二重コンバータC0NV
の循環電流工0を増大させる。
当該循環電流I。は、進相コンデンサCAP側から見た
場合、二重コンバータC0NVの入力側の遅れ無効電力
となる。
第5図は、二重コンバータC0NVの入力側の1相分の
等何回路を表わしたもので、コンノ々−タC0NVは、
遅れ電流をとる可変インダクタンスLeOに置き換えら
れる。この回路の共振周波数fcapは、次式のように
なる。
feap = 1/ (2π〆;了Ceap )   
”’ <tc!循環電流が増大することは、等価インダ
クタンスI’coが減少することに等しく、上記周波数
fcapは増大シ、VB’ 、 Vb’ 、 V、’の
周波数ft1Lpは基準電圧ea p eb p ec
の周波数faに近ずく。
同様にfchp>fc となった場合には、循環電流I
、が減少し、Lcoが大きくなって、やはり、fcap
 = fQとなって落ち着く。
進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧の位相よ
シ遅れた場合には、上記fcap<fcとなったときと
同様に循環電流が増加し、進相コンデンサCAPの電圧
位相を進める。逆に進相コンデンサCAPの電圧位相が
基準電圧よシ進んだ場合には、上記fcap > fc
となったときと同様に、循環電流が減少し、進相コンデ
ンサCAPの電圧位相を遅らせる。このようにして、進
相コンデンサCAPの電圧Va、 Vl) 、 VCは
、基準電圧e3a + eb s eeと同一周波数、
同位相となるように循環電流の大きさが自動的に調整さ
れるものである。
基準電圧eh t ebl ecの進み位相角ψを変え
てやることによシ、進相コンデンサCAPの電圧va。
vb、■oの交流電源電圧vR,■8.V丁ニ対すル位
相を任意の値に調整できる。
次に第1図にもどって、進相コンデンサCAPに印加さ
れる電圧の波高値V。a、の制御動作を説明する。
3相電圧検出器PTclL、によシ進相コンデンサCA
Pに印加される電圧V、 、 Vb、 V。の瞬時値を
検出する。それを整流回路りを介して整流し、波高値■
capを求める。
尚核波高値検出値vcapは電圧制御回路AVRに入力
され、波高値指令Vhpと比較され、その偏差εv ”
” V:ap−VCapは比例増幅あるいは積分される
AVHの出力信号は、直流電流指令値Id“となる。
一方、電流検出器CTdによって直流電流Idが検出さ
れ、電流制御回路ACHに入力される。ACRでは上記
直流電流指令値Id”と検出値Idを比較し。
その偏差ε!=II  Iaを反転増幅して、二重コン
バータCONの位相制御回路PI(Cに次式で示される
電圧■。を入力する。
V、ニーKl・ε!       ・・・αυ二重コン
バータC0NVの出力電圧vcdは、この入力信号■4
に比例しだ値となる。
工ど>Iaとなった場合、偏差εIは正の値となシ、位
相制御回路PHCの入力信号v1は負の値となる。
故に、二重コンバータC0NVの出力電圧Vedは第1
図の矢印と反対方向に発生し、直流電流Idを増加させ
る。
逆に、Id”<Iaとなった場合、偏差ε!は負の値と
なり、V、は正の値となって増加する。故にVcdは図
の矢印の方向に増大し、Vcd > Vdとなって直流
電流Idを減少させる。
このようにして直流電流工dはその指令値Id”に一致
するように制御される。
ここで、次にv:ap>vca、となった場合を考える
。このとき偏差匂は正の値となシ直流電流指令値Id”
を増加させる。実電流Idは上記のように当該指令値I
Xに一致するように制御され、Id”に従ってIdも増
加する。すなわち、よシ多くの有効電力Pd =Vd・
Id  が直流電源BATから進相コンデンサCAPに
供給され、その蓄積エネルギー(’h ) CcapV
cap = Pd−tが増加する・故にVCapが増加
し、Vea、 = V:、pとなるように制御される。
また、逆にv:a、〈■elLpとなった場合偏差ε7
は負の値となり Id“を減少させる。故に直流電源D
ATから供給される有効電力Pdも減少し、その結果、
進相コンデンサCAPの蓄積エネルギーが減少し、V 
が低くなシ、やはシvca、 = v:、、となるlL
p ように制御される。
次に進相コンデンサCAPに印加される電圧■IL。
vb、vcの交流電源電圧VR,Vs 、 V、に対す
る位相ψを調整する動作を説明する。
第6図は基準電圧発生器PTGの具体的実施例を示す構
成図である。
図中、TFlは3相/2相変換器、TF2は2相/3相
変換器、CAL 1 、 CAL 2は演算器を示す。
第1図の3相電圧検出器PT、によって交流電源SUP
の電圧VR,V、 、 VTに同期した単位正弦波8 
Rm e B 1 e Tが検出される。
eR−sit+(ω、−t)           −
(14eg=sln(ω、−t−2π/3 )    
   ・(Lle↑=画(ω8・t+2π/3)   
  ・・・α→ω8−2πfs    f8は電源周波
数この3相半位正弦波en 、 es p 8T  を
3相/2相変換器に入力し、次式のように2相半位正弦
波ea、e/に変換する。
ea””en=s石(ωs ’ t )       
 ”’α→ep=(1/V丁) ・(ea  e丁)=
亦(ω8・t)         ・・・αQ一方、電
源電圧に対する進相コンデンサ電圧の進み位相角の設定
値ψに基づき、演算器CAL I Kよってその正弦仏
画ψと余弦値瀉ψを求め、次の演算器CAL 2に入力
する。
演算器CAL 2では、信号eaHeβと蜘ψ、可ψを
用いて新しい信号ea’ y ep’を計算する。
e ’ =e  11cosψ+e  φmq)β =め(ω mt戸房ψ十四(ω8・t)・S石ψ=S石
(ω、・ t+ψ )               
      ・・・CL乃eβ′=e/・房ψ−e、・
虐ψ =cas(ω、’t)”CO5ψ−th(ω、・t)−
rψ=邸(ω、・t−ψ)          ・・・
α樽この2相信号e、I 、 e、/をさらに2相/3
相変換器TF2を介して位相制御基準信号e&teby
ecを求める。
ea=eα′ = sin (ω8 ・ を十ψ )        
         ・・・0つeb −(V2) (−
ea’ +1/3 ・ep’ )= sin (ω8t
+ψ−2π/3)      ・4Aec = (11
2) (ea’−〆3・eβ’)= sin (ω8t
+ψ+2π/3)     ・・・H進相コンデンサC
APに印加される電圧v8゜vl、、v。は上記位相基
準信号ea y eb y ecと同位相になることは
前に述べた。
交流電源SUPが停電した場合、信号en 1 ea 
1eTは得られないので、ここでは図示しなかったが、
外部発振器を用意し、当該発振器から電源周波数(50
Hz又は60 Hz )と同一周波数の3相半位正弦波
en’ 、 es’ 、 eT’を与える。
さらに、電源が後部した場合には、PLL (phas
elocked 1oop )回路等の公知の手法によ
シ、電源電圧eR1e8.eTと外部発振器からの出力
信号eR’ 18s’  、 er’の同期をとり、位
相を一致させてから、信号を切換えるようにすれば、突
入電流が流れることなく、スムーズに制御を移行させる
ことができる。
さて、もう−度、第1図にもどって負荷装置LOADへ
の電力供給動作を説明する。
通常、負荷装置LOADは交流電源SUPから電力供給
を受けている。
ここで、上記交流電源SUPが停電した場合、補助電源
である進相コンデンサCAPから電力供給を行う。この
とき、開閉器SW1はオフされ、謂。
がオンされる。
停電しているので、交流電源SUPからの基準信号は入
ってこない、故に、前述のように外部発振器から3相基
準信号eRI、e8′、eTIをもらい、その信号に基
づいて位相制御回路PI(Cの基準信号eiLt8bp
8eを作る。ここで、位相差ψは意味を持たないのでψ
=0にする。
蓄電池BATに蓄えられた電気エネルギーがコンバータ
C0NVを介して交流電力に変換され、当該電力が負荷
装置LOADに供給される。このとき進相コンデンサC
APに印加される電圧の波高値Veapははぼ一定に制
御される。
交流電源SUPが復電した場合、電源からの基準信号e
R1es、eTと前記外部発振器からの出力信号6R1
、e81 、 e、Iとで同期をとシ、位相を完全に一
致させ、かつ進相コンデンサCAPの電圧波高値vea
pと電源電圧の波高値v8mとを合わせて開閉器SW1
を投入する。その後、補助電源の開閉器SW2を開放し
、再び通常の連転を継続する。
次に、交流電源SUPと補助電源の両方から負荷装置L
OAD K電力を供給する動作を説明する。
第7図は交流電源v8と補助電源V&と交流リアクトル
L、及び負荷LOADの1相分の等価回路を示すもので
ある。
負荷電流ILは電源電流工、と補助電源電流工、の和と
なる。
補助電源電流工、は交流リアクトルL、に印加される電
圧V、−V、によって決定される。v8は一定と考えれ
ば、■8を変えることによシミ流工、を調整することが
できる。
第8図は第7図の回路における電圧電流のベクトル図を
示す。
第8図(&)は負荷電流工、を全て補助電源側から供給
した場合のベクトル図である。
I、 = ILを流すために交流リアクトルL8にけV
x、s = jωI!1L8Iaの電圧を印加させる必
要がある。
そのために、補助電源である進相コンデンサCAPの色
相の電圧Vaが V、= v8+ jω、L、#I、        −
J4となるように制御すればよい。電圧ベクトル■8を
大きさvcapと位相ψ(電源電圧■、に対する位相)
罠分けると、次のように表わせる。
ただし、θは電流IILの電源電圧■8に対する位相角
、■amは電源電圧波高値、■L8mはVL8の波高値
とする。
・・・(至) ψ””tan  (VL 8 m−(yy5θ/(■8
m+■Lsm−gInθ))  −H進相コンデンサC
APの電圧の波高値■。ap及び位相ψがに)、(ハ)
式のようになるように第1図の装置のV:ap及びψを
調整することにょ力、第8図(、)のベクトルを満足す
る電流工、を供給することができる。
第8図(b)は負荷電流1.のうち、有効電流の一部工
Rを交流電源SUPから供給し、その他を補助電源から
I、 = IL−I、の電流を供給するようにしたとき
のベクトル図を示す。
同様に負荷電流ILのうち、有効電流成分全部を交流電
源SUPから供給し、工りの無効電流成分だけを補助電
源に負担させることもできる。この場合、蓄電池BAT
は補助電源の損失分の有効電力を負担するだけで済むこ
とになる。さらにこの損失分も交流電源SUPから供給
することによシ、蓄電池BATの蓄積エネルギーの増減
はなくなシ、蓄電池BATO代シに直流平滑コンデンサ
に置き換えることも可能である。すなわち、この補助電
源は交流電源SUPに対して無効電力補償装置の役目を
はだすこともできる。
第8図(c)は、負荷がない場合(It、=O)のベク
トル図を示すもので、交流電源SUPから補助電源に有
効電流工Rを供給しているときのベクトル図を表わす。
I、 = −I、となシ、進相コンデンサ電圧v8は電
源電圧vRよシ位相が遅れる。
このケースは夜間電力を蓄電池BATに蓄える場合に考
えられる。すなわち、夜間、電力需要の少ないとき、余
った電力をコンバータを介して蓄電池BATに蓄え、昼
間、そのエネルギーを第8図(、)又は(b)等のベク
トル図のように放出するものである。
第1図の直流電源BATとして太陽電池を用いるシステ
ムも考えられる。その場合、開閉器sw1とSW、は常
にオンしておき、太陽電池で発生した電力は負荷LOA
Dか、交流電源SUPに供給することになる。負荷LO
ADがない場合は太陽電池で発生したエネルギー(電力
)は全て交流電源SUPに回生され、当該電源に接続さ
れた他の負荷に電力が供給される。
第9図は第1図の装置で、補助電源と交流電源SUPが
接続されている場合、補助電源から供給する有効電力及
び無効電力の制御回路を示すものである。
図中、PQCは有効、無効電力の演算回路、C1゜C1
は比較器HP(S) # HQ(S)は制御補償回路、
PTGは基準電圧発生器、AVRは電圧波高値制御回路
である。
まず、交流電源SUPの電圧VR,v、 、 vT及び
補助電源から供給される電流Ia e より 、■。を
検出し、有効、無効電力の演算回路PQCに入力する。
PQCでは、補助電源から供給される有効電力Pと無効
電力Qを演算し、各々を比較器CIs”2に入力する。
比較器C1では、上記有効電力検出値Pとその指令値P
”を比較し、その偏差ε、=P”−Pを次の有効電力制
御補償回路HP(S )に入力する。HP(S)では上
記偏差ε、を増幅あるいは積分し、その出力ψを第1図
の基準電圧発生器PTGに入力する。
また、比較器C2によって上記無効電力検出値26一 Qとその指令値Q”を比較し、その偏差ε、=Q“Qを
次の無効電力制御補償回路HQ(S) K入カする。
H6(S)では上記偏差ε、を増幅あるいは積分し、そ
の出力vhpを第1図の電圧波高値制御回路AVRに与
える。
戸〉Pとなった場合、偏差ε、は正の値となシ、例えば
第8図(、)のベクトル図の位相角ψを増加させる。そ
の結果、交流リアクトルL8に印加される電圧VLII
の電源電圧VRに対する直角方向成分が増加し、■、の
有効分を増加させ、P = P”となるように制御され
る。
逆にP”(Pとなった場合は、位相ψを減少させ、■、
の有効分を減少させて、やはfiP=P”となるように
制御される。
また、Q”〉Qとなった場合、偏差εQは正の値となシ
、波高値v0.を増加させる。その結果、交流リアクト
ルLaに印加される電圧VL8のvR力方向成分が増加
し、工、の無効分を増加させ、Q=Q”となるように制
御される。この場合、vr、sのVRと直角方向の成分
も同時に増加し、P>戸となるが、P制御ループによっ
てψが減少し、P = P”となるように制御される。
逆にQ”〈Qとなった場合、■。、pが減少し、工。
の無効分を減少させてやはDQ=Q”となって落ち着く
第9図の制御回路では、P制御とQ制御が相互に干渉し
ながら、最終的にP=P”、Q=Q“ となるように制
御される。
第10図は、上記相互干渉が生じないようにした有効、
無効電力制御回路の実施例を壓す構成図である。
図中、ADl 、AD、は加算器、SQl 、SQ。
は2乗演算回路、SQRは平方根演算回路、DI■は割
算器、ATNは逆正接演算回路で、他の記号は第9図に
準する。
有効電力制御補償回路Hp(S)の出力vLQは、電源
電圧■Rに対して直角方向の成分電圧、無効電力制御補
償回路HQ(S)の出力VLPは電源電圧vRと同方向
の成分電圧となる。
進相コンデンサの電圧波高値指令V:a、は次式の演算
を行うことによシ求めている。
V:、、 == 7辞肩−ア野7  ・・・(ハ)この
式は(ホ)式に対応するものである。
また、位相角ψは次の演算を行うことによシ求めている
cp = tsn−1[Vha/(Vsm+VLp) 
)    ・・・’Aこの式は(ハ)式に対応するもの
である。
すなわち、p”>pとなった場合、に)、(ハ)式のv
LQが同時に増加し、V;よ及びψを増加させる。
この結果、交流リアクトルL8に印加される電圧VL8
の電源電圧VRに対する直角方向の成分■LQだけが増
加し、有効電力Pだけを増加させる。故にQ=一定のま
ま、P = P”となるように制御される。
P”〈Pの場合も同様である。
またQ” > Qとなった場合、(ハ)、(ハ)式のv
LPが同時に増加し、■h、をふやし、ψを減少させる
。この結果、交流リアクトルLsに印加される電圧VL
BのVB方向の成分VLPだけが増加し、無効電力Qだ
けを増加させる。故にP=一定のままQ=Q”トするよ
うに制御される。Q”<Qの場合も同様に、P制御に影
響することなくQ=Q”となるように制御される。
〔発明の効呆〕
以上のように本発明の補助電源装置は、自然転流だけで
動作し、大容量化がきわめて容易である。
また装置を構成する素子は普通のサイリスタでよく、安
価で、信頼性の高いシステムとなる。さらに、直流電源
として蓄電池を使用することによシ、夜間電力を蓄積し
て需要の多い昼間にそのエネルギーヲ放出できる等省エ
ネルギーシステムヲ達成できる。また、直流電池として
太陽電池等を用いれば、その電力を交流電源に回生ずる
こともでき、太陽エネルギーの有効活用ができる。さら
に、また大形計算機や医療機械の補助電源として、経済
的で信頼性の高いシステムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の補助電源装置の実施例を示す構成図、
第2図及び第3図は第1図の装置の起動動作を説明する
だめの等価回路図とタイムチャート図、第4図及び第5
図は第1図の装置の動作を説明するだめのタイムチャー
ト図と等価回路図、第6図は、第1図の装置の制御回路
の一部の具体的実施例を示す構成図、第7図及び第8図
は第1図の装置の動作を説明するだめの等価回路図とベ
クトル図、第9図及び第10図は第1図の装置の補助電
源から供給される有効電力及び無効電力の制御動作を説
明するだめの制御回路図、第11図は従来の補助電源装
置の構成図である。 BAT・・・直流電源、Ld・・・直流リアクトル、C
0NV・・・循環電流式二重コンバータ、CAP・・・
進相コンデンサ、SUP・・・交流電源、sw、、sw
2・・・開閉器、LOAD・・・負荷装置、SSP 、
 SSN・・・正群、負群コンバータ、”011 I’
ot・・・直流リアクトル、L、・・・交流リアクトル
、CTd・・・電流検出器、PTcap、PT8・・・
電圧検出器、D・・・整流回路、AVR・・・電圧制御
回路、ACR・・・電流制御回路、PHC・・・位相制
御回路、PTG・・・基準電圧発生器。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 直流電源と、該直流電源に直流リアクトルを介して出力
    側端子が接続された循環電流式二重コンバータと、当該
    二重コンバータの入力側端子に接続された進相コンデン
    サと、交流電源と、該交流電源又は前記進相コンデンサ
    のどちらか一方あるいは両方から電力供給を受ける負荷
    装置とからなる補助電源装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013162711A (ja) * 2012-02-08 2013-08-19 Toshiba Corp 双方向無瞬断電源切換装置

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