JPH0265669A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インダクタとコンデンサを含む電圧振動系を
備えるインバータ装置に関するものである。

［従来の技術］ 第７図はインバータ装置の基本構成を示す回路図である
。このインバータ装置は、直流電源Ｅの両端にトランジ
スタＱ１を介して電圧振動系１を接続したものである。

電圧振動系１はインダクタとコンデンサを含んでいる。

トランジスタＱ１のオンにより電圧振動系ｌ内のインダ
クタに？Ｄ積されるエネルギーを高め、トランジスタＱ
、のオフによりエネルギーを放出して高周波を発生させ
るものである。第７図に示すように、電圧振動系１とト
ランジスタＱ１が直列に接続されている構成の回路にお
いては、トランジスタＱ、がオフであるときに、高周波
を発生させるための電圧振動が５トランジスタＱ、の両
端に印加される。

第８図は第７図に示す電圧振動系１が放電灯１ａを含む
ＬＣ共振回路で構成される具体回路例を示している。直
流電源Ｅの両端には、トランジスタＱ、を介してコンデ
ンサＣ２とインダクタＬ１の並列回路が接続され、さら
に前記並列回路に放電灯ｐａとインダクタＬ２の直列回
路が並列接続されている。放電灯１ａの非電源側端子間
には、コンデンサＣ１が並列接続されている。

第８図の回路において、直流電源Ｅを投入し、続いてｌ
・ランジスタＱ１をＯＮさせると、インダクタＬ　１．
　Ｌ　２に電流が流れて、インダクタＬ、、Ｌ２のエネ
ルギーが高まる０次に、トランジスタＱをＯＦＦさせる
と、インダクタＬ、、Ｌ２がエネルギーを放出し、コン
デンサＣ２に電荷が蓄積され、トランジスタＱ、の両端
に電圧が印加される。このとき、インダクタＬ、、Ｌ２
のエネルギーがＯ又は非定常状態である場合に、回路を
起動させると、電圧振動系１は過渡項を持ち、この期間
、過渡振動電流が発生し、コンデンサＣ２の充放電電圧
、すなわち、トランジスタＱ、へ印加される電圧が過電
圧となり、場合によってはトランジスタＱ。

が破壊されることもある。

第９図はこの様子を示しており、時刻１＝０からｔ＝　
Ｌ、の間は、電圧振動系１が過渡項を持ち、過渡現象が
生じる期間である。この期間において、インダクタＬ、
、Ｌ２のエネルギーは、定常的に存在する状態（例えば
、予熱状態、点灯状態、調光状懇なと）に比べると、低
いエネルギーレベルとなっている。

第１０図は、第８図に示す従来例のさらに具体的な回路
例を示している。この回路は、いわゆる１石自励他制式
のインバータ回路（例えば特願昭６２−１５９１９６号
参照）である、商用交流電源Ｖｓをダイオードブリッジ
ＤＢで全波整流し、コンデンサＣＩで平滑して直流電源
Ｅを作っている。電圧振動系１とトランジスタＱ、を含
む主回路の構成については、第８図に示す回路と同様で
ある。トランジスタＱ１とインダクタＬ２の間に。

ｌ・ランジスタＱ１の駆動電流を供給するためのカレン
トトランスＣＴの１次巻線を直列に挿入している。カレ
ントトランスＣＴの２次巻線は抵抗Ｒを介してトランジ
スタＱ１のベースに接続されている。ダイオードＤ１は
、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間に逆並列接続
され、カレントトランスＣＴの帰還電流を流すために用
いられる。

制御回路部は、起動回路３と周波数設定回路４、予熱　
ソフトスタート回路５及び制御電源回路６で構成されて
いる。

まず、起動回路３は、商用交流；源Ｖｓが投入されると
、動作を開始してトランジスタＱ１をオンさせて、共振
を流が流れると、その動作を停止するものである。起動
回路２の詳しい構成については、本発明とは直接関係な
いので、ここでは説明を省略する。

次に、周波数設定回路４は、トランジスタＱ１を強制的
にオフさせるタイミングを決定する回路である。カレン
トトランスＣＴの２次巻線がら主回路の共振電流に同期
した信号を取り、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ、を
ＯＮさせると、トランジスタＱ、が０ＦＦＬ、コンデン
サｃ４の充電が始まる。コンデンサＣ１の充電電位が高
まり、コンパレータＣＰ１の負入力電圧よりも高くなる
と、コンパレータＣＰ、の出力が’Ｈｉｇｈ”レベルに
なり、ｌ・ランジスタＱ、、Ｑ２がＯＮＩ、、ｌ・ラン
ジスタＱ。

を強制的にオフさせるようになっている。

予熱・ソフトスタート回路５は、コンパレータＣＰｌの
負入力端子に印加される基準電位を決めている。コンパ
レータＣＰ２でタイマーを構成し、コンパレータ、の正
入力端子の電位が負入力端子の電位よりも低いときには
、コンパレータＣＰ２の出力は“Ｌｏｗ”レベルになり
、コンバレー９ＣＰ。

の負入力端子の電位は抵抗Ｒ，，Ｒ，，Ｒ，。で決定さ
れる。コンデンサＣ１の充電電位が高まり、コンパレー
タＣＰ２の負入力端子の電位を越えると、コンパレータ
ｃｐ、の出力が”ＨｉｔＩｈ”レベルとなり、コンデン
サＣ１の充電が開始され、コンパレータＣＰ、の負入力
端子の電位が徐々に上昇し、やがて抵抗Ｒ，，Ｒ，で決
定される電位に達する。コンパレータＣＰ、の負入力端
子の電位が低いときは、トランジスタＱ１のオン区間が
雉＜、動作周波数は高い、コンパレータＣＰ　＋の負入
力端子の電位が高いときには、トランジスタＱ、のオン
区１ゴが長くなり、動作周波数は低くなる。

［発明が解決しようとする課題］ 第１０図に示す従来例において、電源投入後、予熱・ソ
フトスタート動作を経て、全点灯に至るまでの動作周波
数ｒとコンデンサＣ４に流れる電流Ｉｃｊの変化を第１
１図（ａ）　、　（ｂ）に示す、また、第１１図（ｃ）
は起動直後の電流ＩＣ１の状態をタイムスケールを拡大
して示している。起動直後においては、前述のように、
過渡振動電流が流れ、コンデンサＣ２に発生する振動電
圧も過渡振動を生じ、そのピーク時にはトランジスタＱ
、へ過電圧が印加され、トランジスタＱ、の耐圧を越え
ることがある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、インダクタとコンデンサを含む
電圧振動系を備えるインバータ装置において、電圧振動
系が過渡項を有する期間、スイッチング素子に発生する
過電圧を抑ｒＦＩＪ　Ｌ、回路を安全に動作させること
にある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、イン
ダクタとコンデンサを含む電圧振動系の初期値がゼロ又
は非定常状態である場合の起動時においては、電圧振動
系が過渡項を有する期間にインバータの出力を制限する
Ｍ制御手段を付加したものである。この場合の過渡項を
有する期間とは、電源投入時や放電灯の装着時、再始動
時、さらには電圧振動系が微かに動作している状態がへ
起動する場合等のことである。このような場合に、回路
を起動し、定常状態になるまでの期間、つまり、電圧振
動系が過渡項を有する期間は、電圧振動系におけるイン
ダクタの電流を定常的に存在する電流値より低く制限し
、インダクタに蓄えられるエネルギーを小さくして、高
い振動電圧を出さないようにするものである。

［作用］ 第１図は本発明の作用説明図である３本発明にあっては
、電圧振動系が過渡項を有する期間は、インバータ出力
を制限するために、例えば、スイッチング素子の動作周
波数を定常時よりも高く設定する。ここで、定常時とは
予熱状態や点灯状態、調光状態などを意味する。第１図
（ａ）はインバータの動作周波数ｆの変化を示している
。同図に示すように、回路を起動させた後、過渡現象が
発生ずる期間は、予熱時の動作周波ｖ１．ｒｌよりもさ
らに高い動作周波数ｒｌ゛に設定する。このような高い
周波数ｆ１゛で動作させることにより、第８図に示す電
圧振動系１におけるインダクタＬ　ｌ、　Ｌ　２やコン
デンサＣ２、Ｃ３に流れる共振振動電流が減少する。第
１図（ｂ）はコンデンサＣ５に流れる共振振動電流を示
している。：ｉ、た、第１図（Ｃ）は起動直後の電流Ｉ
ｃｊの状態をタイムスケールを拡大して示している。こ
のように、過渡的に流れる電流も相対的に減少し、スイ
ッチング素子に印加される過電圧を抑制することができ
るものである。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第１０図に示す従来例の回路に、
コンパレータＣＰ、によるタイマー回路を付加し、コン
パレータＣＰ、の出力がＬｏｗ”レベルである期間中に
、抵抗Ｒ４，が抵抗Ｒ９に並列接続されるようにしたも
のである。

以下、第２図に示す回路構成について詳細に説明する。

直流電源Ｅは、商用交流電源Ｖｓをダイオードブリッジ
ＤＢにて整流し、平滑コンデンサＣ１にて平滑して作成
される。直流電源Ｅの両端には、スイッチング素子とな
るトランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間を介して、
コンデンサＣ２とインダクタＬ１よりなるＬＣ並列共振
回路が接続されている。このＬＣ並列共振回路には、カ
レントトランスＣＴの１次巻線と、インダクタＬ２を介
して、放電灯１ｍが接続されている。放電灯ｌＩＩの非
電源側端子間にはコンデンサＣ１が並列接続されている
。トランジスタＱ、のベース・エミッタ間には、ダイオ
ードＤ１が逆並列接続されている。前記カレントトラン
スＣＴの２次巻線は、抵抗Ｒ８を介して、前記トランジ
スタＱ１のベースエミッタ間に接続されると共に、抵抗
Ｒ２を介してトランジスタＱ、のベース・エミッタ間に
接続されている。トランジスタＱ、のベース・エミッタ
間には、ダイオードＤ、が逆並列接続されている、トラ
ンジスタＱ、のベース・エミッタ間には、トランジスタ
Ｑ２のコレクタ・エミッタ間が接続されている。

直流電源Ｅめ両端には、抵抗ＲｏとツェナダイオードＺ
Ｄ、の直列回路が接続されている。ツェナダ・イオード
ＺＤ、の両端に生じる電圧は、コンデンサＣ１に充電さ
れ、制御部電源電圧Ｖｃｃが得られる。制御部電源電圧
Ｖｃｃは抵抗Ｒ，，Ｒ，にて分圧され、基準電圧Ｖｋと
して、コンパレータＣＰ、の負入力端子に印加される。

コンデンサＣ７の両端には、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ，
の直列回路が接続されており、コンデンサＣ４の充電電
圧■。。

は、コンパレータＣＰ１の正入力端子に印加されている
。コンデンサＣ１の両端には、トランジスタＱイのコレ
クタ・エミッタ間が接続されている。

トランジスタＱ、のベースは、抵抗Ｒ１を介して制御部
電源電圧Ｖａｃに接続されている。トランジスタＱ、の
ベース・エミッタ間には、トランジスタＱ５のコレクタ
・エミッタ間が接続されている。

コンパレータＣＰ、の出力端子は、トランジスタＱ、の
ベースに接続されており、また、抵抗Ｒ１を介して制御
部電源電圧Ｖｃｃによりプルアップされ、抵抗Ｒ１を介
してアースレベルにプルダウンされている。トランジス
タＱ、のコレクタは、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２の直列
回路を介してカレンｌ−トランスＣＴの２次巻線の一端
に接続され、トランジスタＱ、のエミッタはトランジス
タＱ２のベースに接続されている。なお、トランジスタ
Ｑ、のベースは起動抵抗回路３に接続されている。

以下、第２図に示す回路の自動他制式の発振動作につい
て謂明する。まず、１−ランジスタＱ１がオンして、カ
レントトランスＣＴの１次巻線に１次電流が流れると、
その２次巻線には２次電流が流れる。この２次電流は、
トランジスタＱ１のコレクタ電流と同位相であり、トラ
ンジスタＱ１のベース電流として帰還されている。また
、この２次電流により、トランジスタＱ５がオンされる
。

トランジスタＱ５がオンしている期間は、トランジスタ
Ｑ４がオフし、コンデンサＣ１が充電される。

このコンデンサＣ４の充電電圧■。４と抵抗Ｒ６とＲ９
の分圧比で決まる基準電圧ＶＫとをコンパレータＣＰ、
で比較する。コンデンサＣ１の充電電圧Ｖ。。

が基準電圧Ｖにを越えると、コンパレータＣＰｌの出力
端が開放（オーブン）状態となり、抵抗Ｒ１を介してｌ
・ランジスタＱ、にベース電流が流れて、１−ランジス
タＱ３がオンされる。トランジスタＱ。

がオンされると、カレントトランスＣＴの２次巻線から
ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２、トランジスタＱ。

を介してトランジスタＱ２にベース電流が流れて、トラ
ンジスタＱ２がオンされる。トランジスタＱ２がオンさ
れると、トランジスタＱ、のベース電流がトランジスタ
Ｑ２を介してバイパスされると共に、ｊ・ランジスタＱ
１のベース・エミッタ間の蓄積電荷が急激に放出されて
、トランジスタＱ１はオフ状態に移行する。これによっ
て、いわゆる自励他制式のインバータ回路が構成されて
いる。

制御部電源電圧Ｖｃｅは抵抗Ｒ＋　＋　＋　Ｒ＋　２の
直列回路、及び、抵抗Ｒ１３とコンデンサｃ６の直列回
路に印加されている。抵抗Ｒ１□の両端に生じる電圧は
、基準電圧Ｖ　Ｋ２として、コンパレータｃＰ２の負入
力端子に印加されている。コンパレータＣＰ２の正入力
端子には、コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ。６が印加され
ている。抵抗Ｒ９の両端には、抵抗Ｒ１０とコンデンサ
Ｃ５の直列回路が並列接続されている。抵抗Ｒ６゜とコ
ンデンサＣ１との接続点には、コンパレータＣＰ２の出
力端が接続されている。

本実施例にあっては、さらに、制御部電源電圧Ｖｃｃが
抵抗Ｒ，６，Ｒ，，の直列回路、及び、抵抗Ｒ１゜とコ
ンデンサＣ，の直列回路に印加されている。

抵抗Ｒ３６の両端に生じる電圧は、基準電圧■に、とし
て、コンパレータＣＰ、の負入力端子に印加されている
。コンパレータＣＰ、の正入力端子には、コンデンサＣ
１１の両端電圧ＶＣｉが印加されている。

抵抗Ｒ９の両端には、抵抗Ｒ１４の一端が接続され、抵
抗Ｒ口の地端は、コンパレータＣＰ、の出力端に接続さ
れている。抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ８の時定数は、抵
抗Ｒ３，とコンデンサＣ４の時定数よりも十分に小さく
設定されている。

電源投入直後において、コンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ
６が基＄電圧Ｖ　Ｋ　２よりも低く、且つ、コンデシサ
Ｃ８の充電電圧ＶＣＩが基準電圧■６．よりも低いとき
には、コンパレータＣＰ２．ＣＰ、の出力端が共にアー
スライン（直流電源Ｅの負極端）に短絡された状態とな
っており、抵抗Ｒ３には、抵抗ＲＩＬｌ及びＲ１，が並
列接続された状態となり、コンパレータＣＰ３の基準電
圧Ｖには最も低い状態となるので、インバータ回路１の
発振周波数は最も高い起動待周波数ｆ、′に設定される
。したがって、電源投入直段は、発振周波数が高いため
にトランジスタＱ１のオン期間が短く、共振用のインダ
クタＬ１に蓄積されるエイ・ルギーが小さくなり、その
結果、オフ期間の共振電圧（トランジスタＱ１のコレク
タ・エミッタ間電圧■。［に相当する）のピーク値が下
がる。

その後５時間が経過するにつれて、コンデンサＣ１の充
電電圧Ｖｃ６は徐々に高くなって行き、この電圧Ｖ。。

が基準電圧Ｖｙ２を越えると、コンパレータＣＰ、の出
力端がアースラインから開放された状態となる。このと
き、抵抗Ｒ９から抵抗Ｒ１゜が切り離されるので、抵抗
Ｒ９の両端電圧は上昇する。したがって、コンパレータ
ＣＰＩの基準電圧Ｖには少し高くなり、インバータ回路
１の発振周波数は起動待周波数Ｆ、′よりも低い予熱時
用波数ｒ、に設定される。

さらに時間が経過して、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖｃ
６が徐々に高くなって行き、この電圧Ｖ。。

が基準電圧■に２を越えると、コンパレータＣＰ２の出
力端がアースラインから開放された状態となる。このと
き、コンデンサＣ５は抵抗Ｒ１ｏを介して充電され、コ
ンデンサＣ２の充電電圧が上昇するにつれて、抵抗Ｒ２
゜に分流する電流が少なくなるので、抵抗Ｒ９の両端電
圧は徐々に上昇する。

したがって、コンパレータＣＰ、の基準電圧■、は徐々
に高くなり、インバータ回路１の発振周波数は予熱時用
波数ｒ１から徐々に低くなり、点灯時局波数ｆ２に移行
する。この周波数の変化は、コンデンサＣ９と抵抗ＲＩ
０の時定数に応じて滑らかに行われる。

以上のように、本実施例の回路においては、基準電圧Ｖ
Ｋを任意に設定することで、トランジスタＱ、のオン期
間を幅広い範囲で変化させることができるため、起動待
周波数ｒ１°や予熱時用波数ｆ、、点灯時局波数ｒ２の
設定を任意に細かく行うことができるものである。

し実施例２コ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第２図に示す実施例１に、トラン
ジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間電圧■。Ｅの検出回
路を付加し、過電圧検出によってコンパレータＣＰ　＋
の負入力端子の電圧■３を制御するものである。

トランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間に過電圧が発
生していない場合の動作は第２図に示す実施例１と同じ
である。トランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間に過
電圧が発生し、抵抗Ｒ２２Ｒ２，で分圧された電位が抵
抗Ｒ２゜、Ｒ２１で設定された電位を越えると、コンパ
レータＣＰ、の出力が開放（オープン）状態となる。こ
れにより、抵抗Ｒ＋　＊　、　Ｒ１１を介してトランジ
スタＱ６にベース電流が流れると共に、抵抗Ｒ，，，Ｒ
２，を介してトランジスタＱ７にベース電流が流れて、
トランジスタＱ、、Ｑ、が共にＯＮする。したがって、
コンデンサＣｓ　、　Ｃａの電圧Ｖ。！　＋　Ｖ　ｏ＠
は共に低レベルとなり、コンパレータｃＰ、、ＣＰ、の
出力がアースレベルに短絡された状態となるので、抵抗
ＲＩｄ＋ＲＩ４が抵抗Ｒ１に並列接続されて、強制的に
起動待周波数ｒ、′に再設定される。

このように構成することで、トランジスタＱのコレクタ
・エミッタ間に過電圧が発生した場合に、直ちにインバ
ータ出力を制限°し、コンデンサＣ３に流れる共振電流
Ｔ（ｊを低く抑えて、振動電圧を抑制することができる
。

［実施例３１ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第１Ｏ図の従来例に制御部電源電
圧Ｖｃｃの検出回路を付加し、制御部電源電圧Ｖｃｃの
検出でコンパレータｃＰｌの負入力端子の電圧Ｖにを制
御するものである。制御部電源電圧ＶＣＣを検出するた
めに、コンデンサＣ７の両端に、抵抗Ｒ２６とツェナダ
イオードＺＤ、と抵抗Ｒ２？の直列回路を接続し、抵抗
し、の両端に抵抗Ｒ２１を）ｉ　Ｌ　テｔ−ラ：／ジス
タＱ８のベース・エミ・７タ間を接続している。電圧Ｖ
ｃｃがツェナダイオードＺＤ、のツェナ；圧よりら低い
とき、トランジスタＱ、はオンせず、抵抗Ｒ，，，，Ｒ
２，を介してトランジスタＱ７にベース電流が流れ、ト
ランジスタＱ、＋まオ）であり、コンデンサＣ６は放電
された状態で、Ｐ）ろ。こめ状態では、コンノ〈レータ
ＣＰ　２　、　ＣＰ　３の出力は共に″［−ｏｗ”レベ
ルである。

ｉ、ＩＩ　ｔｉ部電源電圧Ｖｃｃが立ち上がり、゛ツェ
ナダイオードＺ　Ｄ　２のツェナ電圧を越えて、トラン
ジスタＱ８がオンされると、トランジスタＱ、力ｆオフ
されて、コンデンサＣ６の充電が開始される。コンデン
サＣ６の充電が進み、抵抗Ｒ２，にて得られるコンパレ
ータＣＰ、の負入力端子の電圧を越えると、コンパレー
タＣＰ　）の出力は開放（オーブン）状態となる。故に
、コンノ（レータＣＰ、の負入力端子の電圧Ｖには、抵
抗Ｒ，，Ｒ，，Ｒ，。で決定される電位に達する。その
後、さらにコンデンサＣ６の充電が進み、抵抗Ｒ＋　２
　、　Ｒ２９にて得られるコンパレータＣＰ２の負入力
端子の電圧を越えると、コンパレータＣＰ２の出力が開
放（オーブン）状態となり、抵抗Ｒ１０を介してコンデ
ンサＣ９の充電が始まり、コ〉・パレータＣＰ１の負入
力端子の電圧Ｖには、最終的には抵抗Ｒ６とＲｓで決定
される電位に達する。

このように構成することにより、制御部電源電圧Ｖｃｃ
が一定レベル以下のときには、常に動作周波数ｒは、第
１図（、）の起動待周波数ｒ１°に設定され、共振電流
Ｉｃ３は低く抑えられ、トランジスタＱ、のコレクタ・
エミッタ間に印加される振動電圧も抑制されるものであ
る。

［実施例４］ 第５図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第１０図の従来例に無負荷及び放
電灯再装着の検出回路を付加し、その検出信号でコンパ
レータＣＰ、の負入力端子の電圧Ｖにを制御するもので
ある。無負荷及び放電灯再装着の検出のために、主回路
のインダクタし２と放電灯Ｎａの間に直流成分カット用
のコンデンサＣＩ　Ｏを直列的に挿入し、放電灯／ａの
非電源側のコンデンサＣ３と並列に、直流成分分流すた
めの抵抗Ｒ３゜を接続し、コンデンサＣ１，の放電灯ｌ
ａに近い側の端子から検出信号を得ている。放電灯ｉ？
ａが外れた状態では直流成分は検出されず、放電灯１ａ
が再装着されて初めて直流成分が検出できる。この直流
成分と、抵抗Ｒ３１、Ｒ３□で分圧し、ツェナダイオー
ドＺＤ、とコンデンサＣ１にて電圧規制して、抵抗Ｒ２
，を介してトランジスタＱ７をオンさせる。

トランジスタＱ、がオンした後の動作については、実施
例３で説明した動作と全く同様であり、コンパレータＣ
Ｐ、の負入力端子の電圧ＶＫを変１ヒさせることにより
、起動待周波数ｒ１“に設定するものである。

このように構成することで、放電灯Ｉｌａの再装着後の
再起動時にトランジスタＱ１のコレクタ・エミ１夕闇に
印加される過電圧を抑制することができる。

［実施例５］ 第６図は本発明の第５実施例の回路図である。

本実施例にあっては、スイッチング用の１〜ランジスタ
Ｑ１として電力制御用のＭｏ３ＦＥＴを用いて他動方式
で動作させている。電圧振動系の構成は、第１０図に示
した従来例と同じである。抵抗Ｒ０とＣ７の直列回路は
、直流電源Ｅを作っているダイオードブリッジＤＢの出
力端に接続されて、Ｍｏ５ｔ〜ランジスタＱ、の駆動回
路及び制御回路に電源電圧Ｖｃｃを与えている。

まず、駆動回路について説明する。コンデンサＣ２には
抵抗Ｒ，ユを介してトランジスタＱ、が接続され、トラ
ンジスタＱ、のコレクタはトランジスタＱ１゜、Ｑｌｌ
のベースに接続されている。トランジスタＱ、。＋　Ｑ
　＋　＋のエミッタは、共に抵抗Ｒ１を介してＭｏＳト
ランジスタＱ、のゲートに接続され、トランジスタＱ、
。、Ｑ、１のコレクタはそれぞれコンデンサＣ１の両端
に接続されている。　ｌ−ランジスタＱ、がＯＮすると
、トランジスタＱ、のコレクタ電位が下がり、トランジ
スタＱ１゜がオフ、トランジスタＱ　＋　＋がオンとな
り、Ｍｏ３）ランジスタＱ１のゲートは抵抗Ｒ０及びト
ランジスタＱ１を介してグランドレベルにプルダウンさ
れる。トランジスタＱ、がオフすると、トランジスタＱ
９のコレクタ電位が上昇するので、トランジスタＱ　＋
　。

がオン、トランジスタＱ１１がオフとなり、抵抗Ｒ１，
。

Ｒ３５の直列回路にコンデンサＣ７の充Ｔ：、電圧が印
加され、抵抗Ｒ３５の両端に生じる分圧電圧により、Ｍ
ｏＳトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇する。

これによって、ＭＯＳトラ〉・ジスタＱ１のゲートが電
圧駆動されるものである。

次に、ＭＯＳトランジスタＱ１の制御回路について説明
する。　ｔ＋ａ、、ｔｍｚ、ｔＦａ３．ｔ＋ａ＋は汎用
のタイマーＩＣ（ＮＥＣ製μＰＤ１５５５５）よりなる
タイマー回路である。このタイマーＩＣは、周知のよう
に、トリガ端子（２番ビン）が（１／３）Ｖｃｃ以下に
なると、トリガされて出力端子（３番ビン）が“’Ｈｉ
ｇｈ”レベルとなり、放電端子（７番ビン）は高インピ
ーダンスとなる。また、スレショルド端子（６番ビン）
が（２／３）Ｖｅｃになると、出力端子（３番ビン）が
’Ｌｏｗ”レベルとなり、放電端子（７番ビン）も“Ｌ
ｏｌｌ”レベルとなる。電源端子（８番ビン）とアース
端子（１番ビン）は、電源電圧Ｖｃｃを供給するコンデ
ンサＣ７の両端に接続されている。また、リセット端子
（４番ピン）は電源端子〈８番ビン）に接続されている
。

タイマー回路Ｌｍ、の時定数回路を構成する抵抗Ｒ３７
とコンデンサＣＩ３の直列回路には、制御部電源電圧Ｖ
ｃｃが印加され、抵抗Ｒ２７とコンデンサＣｌ）の接続
点は、タイマー回路ｔｅａ、の放電端子（７番ビン）及
びスレショルド端子（６番ビン）に接続されている０周
波数制御端子（５番ピン）はデカンブリングコンデンサ
Ｃ１□を介して接地されている。これによって、タイマ
ー回路ｔＩ１１１は単安定マルチバイブレータとして動
作する。タイマー回路ＬＩ１１の出力端子（３番ビン）
は、前述のＭｏ５ｔ〜ランジスタＱ、の駆動回路におけ
るトランジスタＱ、のベースに接続されている。

次に、タイマー回路ｊｎｚの時定数回路を構成する抵抗
Ｒ，，，Ｒ，，とコンデンサＣＩ４の直列回路には、制
御部電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ３，とＲ
ｌｇの接続点は、タイマー回路Ｌｍ２の放電端子（７番
ビン）に接続され、抵抗Ｒ３，とコンデンサＣＩ４の接
続点は、タイマー回路ｔｍ２のスレショルド端子（６番
ビン）及びトリガ端子（２番ビン）に接続されている。

これによって、タイマー回路ｔｍ２は無安定マルチバイ
ブレータとして動作する。その発振周波数は、抵抗Ｒ３
，、Ｒ，、及びコンデンサＣ１１の時定数と、周波数制
御端子（５番ビン）の電圧によって決まる。タイマー回
路Ｌｍ２の出力端子（３番ビン）は、タイマー回路Ｌｍ
ｌのトリガ端子（２番ビン）に接続されている。タイマ
ー回路ｔ＋ａｔｊｔａ＋はタイマー回路Ｌｍ、において
、スレショルド端子（６番ビン）をトリガ端子（２番ビ
ン）に接続した構成を有しており、電源投入後、一定時
間を計時するタイマー回路を構成している。各タイマー
回路Ｌｍ。ｔ１１４の周波数制御端子（５番ピン）はそ
れぞれデカップリングコンデンサＣ、、、Ｃ、、を介し
て接地されている。タイマー回路ｔｓｚのタイマー時間
は抵抗Ｒ＋ｓとコンデンサＣ１，で決定され、タイマー
回路Ｌｍ４のタイマー時間は抵抗Ｒ１，とコンデンサＣ
２゜の時定数で決定される。前者は後者よりも長く設定
されている。

タイマー回路ｔｍ２の発振周波数を制御するための電圧
は、抵抗Ｒ１゜とＲ４，よりなる電圧分圧回路により得
られる。抵抗Ｒ１１には、抵抗Ｒ，２とコンデンサＣＩ
、の直列回路と、抵抗Ｒ４，とコンデンサＣＯ６の直列
回路が並列接続されており、コンデンサＣ、、、Ｃ、、
の両端にはそれぞれトランジスタＱ、２゜Ｑｌｊのコレ
クタ・エミッタ間が接続されている。

ｌ・ランジスタＱ１□＋　Ｑ　＋　３のベースは、それ
ぞれ抵抗Ｒ４３１ＲＡ　Ｓを介してタイマー＠Ｉ？８　
ｔｖ）　、　Ｌ１１４の出力端子（３番ビン）に接続さ
れている。

電源投入後、一定時間はタイマー回路Ｌｍ３．ＬＪ＋の
出力端子（３番ビン）が“ｌ−１ｉＨｈ”レベルであり
、トランジスタＱ　＋　２　Ｉ　Ｑ　＋　ｘは共にＯＮ
状態である。

オペアンプｏｐには、抵抗Ｒ４ｏとＲ１１，Ｒ４２，Ｒ
，。

による分圧電圧が入力され、この電圧がオペアンプＯＰ
にて低インピーダンス化されて、タイマー回ｙ８Ｌｍｚ
の周波数制御端子（５番ビン）に入力され、発振周波数
は起動時用波数ｆ１゛に設定される。

次に、タイマー回路Ｌｍ４のタイマー時間が経過すると
、タイマー回路ｔｌ＋１４の出力端子（３番ビン）が’
Ｌｏｗ”レベルになり、Ｉ・ラン′ジスタＱ　＋ｘがオ
フされて、１氏抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ１，が充
電され、その充ＴＬ電圧の上！、に伴って発振周波数は
低下し、コンデンサＣ１，の充電完了後、トランジスタ
Ｑ　ｌ　２がオフされるまでの間は、抵抗Ｒ４゜とＲｌ
Ｒ，２による分圧電圧によって発振周波数は予熱時開波
数「、に設定される。

次に、タイマー回路Ｌｍ、のタイマー時間が経過すると
、タイマー回路ｔｍ３の出力端子（３番ビン）が’Ｌｏ
−”レベルとなり、トランジスタＱ　ｌ　２がオフされ
て、抵抗Ｒ１２を介してコンデンサＣｐｓが充電さｈ、
その充電電圧の上昇に（１′って発振周波数は更に低下
して行く、この変化により、発振周波数「は、予熱時開
波数ｆ１から点灯時開波数ｒ２へ徐りに移行するように
なっている。

以上のように制御回路を構成することで、実施例１と同
様の効果が、他動式のインバータ装置でも得られるもの
である。

なお、電圧振動系とスイッチング素子が直列に接続され
ている一方式のインバータ装置のように、振動電圧がス
イッチング素子へ印加されるｆ１４成のインバータ装置
においては、上記振動電圧がよりｍ著に現れてくるので
、本発明を適用する利益が大きい、これは、ハーフブリ
・ソジ式のインバータ装置に比べると、一方式のインバ
ータ装置では、振動電圧がインダクタとコンデンサの共
振に依存している期間が各サイクル毎に存在しているた
めである。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、インダクタとコンデンサを含む
電圧振動系を備え、その振動電圧がスイッチング素子に
印加されるような構成のインバータ装置において、電圧
振動系が初期値ゼロ又は非定常状悪である場合の起動時
には、前記インダクタに流れる電流のピーク値を少なく
とも定常時のピーク値よりも低く制限するようにスイッ
チング素子のオン期間を短く制限したから、電圧振動系
が過渡現象を発生しても、電圧振動系に含まれるインダ
クタへの電流を低く抑えることで、スイッチング素子へ
の過電圧は確実に仰制することができ、回路の安全性を
経済的且つ合理的に高めることができるという効果があ
る６

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の作用説明図、第２図は本発明の第１実
施例の回路図、第３図は本発明の第２実施例の回路口、
第、・１図は本発明の第３実施例の回路図、第５図は本
発明の第４実施例の回路図、第６ｒ７１は本発明の第５
実施例の回路図、第７図は従来例の回路図、第８図は同
上の具体回路図、第９図は同上の動作説明図、第１Ｏ図
は同上のさらに具体的な回路図、第１１［ｍは同上の動
作説明図である。 Ｑｌはトランジスタ、Ｌ、、Ｌ２はインダクタ、Ｃ２Ｃ
１はコンデンサ、１ａは放電灯、Ｅは直流電源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）インダクタとコンデンサを含み、スイッチング素
   子のオン時に直流電源からインダクタへ電流を供給し、
   前記スイッチング素子のオフ時に前記インダクタから電
   流を放出して高周波を発生させ、前記高周波を負荷に印
   加する電圧振動系を備え、前記電圧振動系の振動電圧が
   前記スイッチング素子に印加されるようなインバータ装
   置において、前記電圧振動系が初期値ゼロ又は非定常状
   態である場合の起動時に、前記電圧振動系が過渡現象を
   経過する期間に限って前記インダクタに流れる電流のピ
   ーク値を少なくとも定常時のピーク値よりも低く制限す
   るように、スイッチング素子のオン期間を短く制限する
   制御手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。