JPH026449B2 - - Google Patents
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- JPH026449B2 JPH026449B2 JP56208656A JP20865681A JPH026449B2 JP H026449 B2 JPH026449 B2 JP H026449B2 JP 56208656 A JP56208656 A JP 56208656A JP 20865681 A JP20865681 A JP 20865681A JP H026449 B2 JPH026449 B2 JP H026449B2
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- resistor network
- resistor
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- differential
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- 239000013641 positive control Substances 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/001—Digital control of analog signals
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は可変利得増幅器、特に利得を予め設定
した複数の値に切換え可能な増幅器に関する。
した複数の値に切換え可能な増幅器に関する。
オシロスコープの如き電子計測器にあつては感
度切換えの為に広帯域増幅器の電圧増幅度（以下
単に利得という）を正確な倍率関係にある複数の
値に切換える必要がある。このような用途にあつ
ては、利得以外の諸特性、例えば周波数特性には
何等の影響を与えることなく、利得のみを所望倍
率に切換える必要がある。
度切換えの為に広帯域増幅器の電圧増幅度（以下
単に利得という）を正確な倍率関係にある複数の
値に切換える必要がある。このような用途にあつ
ては、利得以外の諸特性、例えば周波数特性には
何等の影響を与えることなく、利得のみを所望倍
率に切換える必要がある。
このような目的の為に使用されている従来回路
の１例を第１図に示す。１対のトランジスタ１
２，１３のベースを入力信号が印加される入力端
子１０，１１とし、これらトランジスタのエミツ
タに、例えばダイオード１４，１５を介して第１
のエミツタ結合抵抗１６−１７を接続すると共に
ダイオード１８，１９を介して第２のエミツタ結
合抵抗２０−２１を接続している。両結合抵抗１
６−１７，２０−２１は後述の如く所望利得に応
じて異なる値に選定している。両結合抵抗１６−
１７，２０−２１の接続点は夫々カレントスイツ
チトランジスタ２３−２４を介して電流源２２に
接続され、カレントスイツチトランジスタ２３−
２４はベース制御端子２５に印加する電圧の高低
関係によりいずれか一方がオンとなる。差動トラ
ンジスタ対１２−１３のコレクタは夫々コレクタ
負荷抵抗２６，２７を介して正電源に接続すると
共に出力端子２８，２９となる。尚、図示せずも
結合抵抗１６−１７，２０−２１の少なくとも一
方には並列にコンデンサ或はコンデンサと抵抗の
直列回路を接続して増幅器の周波数帯域幅の補償
を行つている。
の１例を第１図に示す。１対のトランジスタ１
２，１３のベースを入力信号が印加される入力端
子１０，１１とし、これらトランジスタのエミツ
タに、例えばダイオード１４，１５を介して第１
のエミツタ結合抵抗１６−１７を接続すると共に
ダイオード１８，１９を介して第２のエミツタ結
合抵抗２０−２１を接続している。両結合抵抗１
６−１７，２０−２１は後述の如く所望利得に応
じて異なる値に選定している。両結合抵抗１６−
１７，２０−２１の接続点は夫々カレントスイツ
チトランジスタ２３−２４を介して電流源２２に
接続され、カレントスイツチトランジスタ２３−
２４はベース制御端子２５に印加する電圧の高低
関係によりいずれか一方がオンとなる。差動トラ
ンジスタ対１２−１３のコレクタは夫々コレクタ
負荷抵抗２６，２７を介して正電源に接続すると
共に出力端子２８，２９となる。尚、図示せずも
結合抵抗１６−１７，２０−２１の少なくとも一
方には並列にコンデンサ或はコンデンサと抵抗の
直列回路を接続して増幅器の周波数帯域幅の補償
を行つている。
動作を説明する。カレントスイツチトランジス
タ２３−２４の一方例えばトランジスタ２４のベ
ースを比較的高レベルにすると、トランジスタ２
４がオンとなり差動トランジスタ対１２−１３の
エミツタ間に第１エミツタ結合抵抗１６−１７が
接続され、第２結合抵抗２０−２１はダイオード
１８−１９により完全に遮断される。そこで、こ
の増幅器は利得がコレクタ抵抗２６（又は２７）
と第１エミツタ結合抵抗１６（又は１７）の比で
決まる平衡増幅器となる。次に、カレントスイツ
チトランジスタ２３のベース電圧を比較的高レベ
ルとすると、トランジスタ２３がオンとなり、第
２エミツタ結合抵抗２０−２１が差動トランジス
タ対１２−１３のエミツタ間に接続され、第１エ
ミツタ結合抵抗１６−１７はダイオード１４−１
５により回路から隔離されて動作に寄与しない。
そこで、増幅器の利得はコレクタ負荷抵抗２６
（又は２７）と第２エミツタ結合抵抗２０（又は
２１）の比で決まる。よつて、カレントスイツチ
トランジスタ２３，２４のオン・オフにより第１
及び第２エミツタ結合抵抗比で決まる倍率で差動
増幅器の利得を切換えることができる。
タ２３−２４の一方例えばトランジスタ２４のベ
ースを比較的高レベルにすると、トランジスタ２
４がオンとなり差動トランジスタ対１２−１３の
エミツタ間に第１エミツタ結合抵抗１６−１７が
接続され、第２結合抵抗２０−２１はダイオード
１８−１９により完全に遮断される。そこで、こ
の増幅器は利得がコレクタ抵抗２６（又は２７）
と第１エミツタ結合抵抗１６（又は１７）の比で
決まる平衡増幅器となる。次に、カレントスイツ
チトランジスタ２３のベース電圧を比較的高レベ
ルとすると、トランジスタ２３がオンとなり、第
２エミツタ結合抵抗２０−２１が差動トランジス
タ対１２−１３のエミツタ間に接続され、第１エ
ミツタ結合抵抗１６−１７はダイオード１４−１
５により回路から隔離されて動作に寄与しない。
そこで、増幅器の利得はコレクタ負荷抵抗２６
（又は２７）と第２エミツタ結合抵抗２０（又は
２１）の比で決まる。よつて、カレントスイツチ
トランジスタ２３，２４のオン・オフにより第１
及び第２エミツタ結合抵抗比で決まる倍率で差動
増幅器の利得を切換えることができる。
しかしながら、第１図の従来例では、エミツタ
結合抵抗の切換えを行なうので、差動トランジス
タ対１２−１３の動作信号レベルが変化するこ
と、周波数帯域を一定に維持したままで利得の切
換えが困難であること、利得を３以上の値に切換
えるにはエミツタ回路の配線が不可避的に長くな
り高周波信号の増幅を困難にすること、又ベー
ス、エミツタにダイオードが直列にはいるので温
度による利得変化、ドリフト発生を伴うこと等の
種々の欠点がある。
結合抵抗の切換えを行なうので、差動トランジス
タ対１２−１３の動作信号レベルが変化するこ
と、周波数帯域を一定に維持したままで利得の切
換えが困難であること、利得を３以上の値に切換
えるにはエミツタ回路の配線が不可避的に長くな
り高周波信号の増幅を困難にすること、又ベー
ス、エミツタにダイオードが直列にはいるので温
度による利得変化、ドリフト発生を伴うこと等の
種々の欠点がある。
従つて、本発明の目的は従来増幅器の欠点のな
い新規な可変利得増幅器を提供することである。
い新規な可変利得増幅器を提供することである。
本発明の他の目的は、利得が大幅に変化できる
新規な可変利得増幅器を提供することである。
新規な可変利得増幅器を提供することである。
本発明の更に他の目的は、利得が遠隔制御でき
る新規な可変利得増幅器を提供することである。
る新規な可変利得増幅器を提供することである。
本発明の付加的目的は、出力信号を０にするこ
とができる平衡増幅器を提供することである。
とができる平衡増幅器を提供することである。
本発明の更に別の目的は２以上の増幅器の出力
端を共通出力端子に接続し、夫々異なる入力信号
を選択的に且つ異なる利得で共通出力端子に得る
ことができる選択増幅回路を提供することであ
る。
端を共通出力端子に接続し、夫々異なる入力信号
を選択的に且つ異なる利得で共通出力端子に得る
ことができる選択増幅回路を提供することであ
る。
以下第２〜５図を参照して本発明の増幅器を詳
細に説明する。第２図は、本発明による３段利得
切換え増幅器の好適一実施例の簡略回路図を示
す。１対のエミツタ結合抵抗３０−３１でエミツ
タが相互接続された差動トランジスタ対１２′−
１３′のベースを入力端子１０′−１１′間に接続
し、エミツタ結合抵抗中点を定電流源２２′に接
続する。トランジスタ対１２′−１３′のコレクタ
（出力電極）は３個のスイツチングトランジスタ
（スイツチング素子）対３２ab，３４ab，３６ab
を介して直列接続したR1乃至R7を含む抵抗回路
網３８の各接続点に接続する。抵抗R1，R2接続
点、即ちトランジスタ３２ａのコレクタを入力端
子２８′とし、同様に抵抗R6，R7の接続点、即ち
トランジスタ３２ｂのコレクタを出力端子２９′
とする。各スイツチングトランジスタ対３２ab，
３４ab，３６abのベースを夫々相互接続して利
得切換制御端子Ａ，Ｂ，Ｃとする。
細に説明する。第２図は、本発明による３段利得
切換え増幅器の好適一実施例の簡略回路図を示
す。１対のエミツタ結合抵抗３０−３１でエミツ
タが相互接続された差動トランジスタ対１２′−
１３′のベースを入力端子１０′−１１′間に接続
し、エミツタ結合抵抗中点を定電流源２２′に接
続する。トランジスタ対１２′−１３′のコレクタ
（出力電極）は３個のスイツチングトランジスタ
（スイツチング素子）対３２ab，３４ab，３６ab
を介して直列接続したR1乃至R7を含む抵抗回路
網３８の各接続点に接続する。抵抗R1，R2接続
点、即ちトランジスタ３２ａのコレクタを入力端
子２８′とし、同様に抵抗R6，R7の接続点、即ち
トランジスタ３２ｂのコレクタを出力端子２９′
とする。各スイツチングトランジスタ対３２ab，
３４ab，３６abのベースを夫々相互接続して利
得切換制御端子Ａ，Ｂ，Ｃとする。
第２図の回路動作を説明すると、制御端子Ａに
例えば論理回路から比較的正の制御電圧が印加さ
れると、スイツチングトランジスタ対３２abが
オンとなり（３４ab，３６abはオフ）、差動トラ
ンジスタ１２′−１３′のコレクタ差動出力電流
が、そのまま出力端子２８′，２９′に供給され
る。尚、図示せずも出力端子には電流の流入出の
ない、又は無視し得る充分高入力インピーダンス
の利用回路、例えばエミツタフオロワ又はエミツ
タ接地形トランジスタ等が接続されるものとす
る。制御端子Ａが能動の場合には、後述の第３図
を参照する説明から一層明瞭になる如く、電流分
流作用が最小であるので、最大出力が得られ、利
得が最大となる。次に制御端子Ｂを比較的高レベ
ルとすると、スイツチングトランジスタ対３４
abがオンとなり、差動トランジスタ対１２′−１
３′の差動コレクタ電流を夫々抵抗R2−R3の接続
点とR5−R6の接続点へ供給する。そこで、出力
端子２８′−２９′側への分流電流は先の場合より
減少し、中間利得が得られる。最後に、制御端子
Ｃを能動とすると、上記コレクタ信号電流を夫々
抵抗R3−R4及びR4−R5の接続点へ供給する。こ
の場合には、コレクタ信号電流のうち出力端子２
８′−２９′側へ分流される量が最小となるので、
最小利得となる。要約すると、抵抗回路網３８の
異なる接続点に信号電流を供給して、分流した信
号電流により抵抗回路網３８の両端抵抗R1，R7
に生じる電圧降下を出力信号としている。
例えば論理回路から比較的正の制御電圧が印加さ
れると、スイツチングトランジスタ対３２abが
オンとなり（３４ab，３６abはオフ）、差動トラ
ンジスタ１２′−１３′のコレクタ差動出力電流
が、そのまま出力端子２８′，２９′に供給され
る。尚、図示せずも出力端子には電流の流入出の
ない、又は無視し得る充分高入力インピーダンス
の利用回路、例えばエミツタフオロワ又はエミツ
タ接地形トランジスタ等が接続されるものとす
る。制御端子Ａが能動の場合には、後述の第３図
を参照する説明から一層明瞭になる如く、電流分
流作用が最小であるので、最大出力が得られ、利
得が最大となる。次に制御端子Ｂを比較的高レベ
ルとすると、スイツチングトランジスタ対３４
abがオンとなり、差動トランジスタ対１２′−１
３′の差動コレクタ電流を夫々抵抗R2−R3の接続
点とR5−R6の接続点へ供給する。そこで、出力
端子２８′−２９′側への分流電流は先の場合より
減少し、中間利得が得られる。最後に、制御端子
Ｃを能動とすると、上記コレクタ信号電流を夫々
抵抗R3−R4及びR4−R5の接続点へ供給する。こ
の場合には、コレクタ信号電流のうち出力端子２
８′−２９′側へ分流される量が最小となるので、
最小利得となる。要約すると、抵抗回路網３８の
異なる接続点に信号電流を供給して、分流した信
号電流により抵抗回路網３８の両端抵抗R1，R7
に生じる電圧降下を出力信号としている。
次に、第２図の回路の利得を計算する。入力端
子１０′−１１′間の入力電圧をe1とすると、トラ
ンジスタ対１２′−１３′の差動コレクタ電流isは
略々 is＝e1／Re ……(1) となる。ここにReはエミツタ結合抵抗３０，３
１の合成抵抗である。本発明の増幅器の動作及び
利得を第２図回路を模型的に示す第３図を参照し
て説明する。トランジスタ１２′−１３′のコレク
タ信号電流をisとし、抵抗回路網３８のうちトラ
ンジスタ１２′及び１３′のコレクタ電流供給点よ
り左側及び右側の抵抗をRa、両供給点間の抵抗
をRbとする。キルヒホツフの法則より次式が成
立する。
子１０′−１１′間の入力電圧をe1とすると、トラ
ンジスタ対１２′−１３′の差動コレクタ電流isは
略々 is＝e1／Re ……(1) となる。ここにReはエミツタ結合抵抗３０，３
１の合成抵抗である。本発明の増幅器の動作及び
利得を第２図回路を模型的に示す第３図を参照し
て説明する。トランジスタ１２′−１３′のコレク
タ信号電流をisとし、抵抗回路網３８のうちトラ
ンジスタ１２′及び１３′のコレクタ電流供給点よ
り左側及び右側の抵抗をRa、両供給点間の抵抗
をRbとする。キルヒホツフの法則より次式が成
立する。
2Raip＝Rb（is−ip）
∴ip＝Rb／2Ra＋Rbis ……(2)
(2)式により、第２図のR1，R7を流れる信号電
流の大きさは、差動信号電流isに抵抗回路網３８
の全抵抗7 〓i=1 Riと選択されたスイツチングトラン
ジスタ対のコレクタ間抵抗Rbとの比Rb／7 〓i=1 Riを
掛けた値となることが判る。よつて、例えばR1，
R7の抵抗値を4RとしR2，R4，R6を2Rとし、R3，
R5をＲとすると（但しＲは任意の正数）、制御端
子Ａ，Ｂ，Ｃを能動にした場合のip、即ちiOA、
iOB、iOCは次のようになる。
流の大きさは、差動信号電流isに抵抗回路網３８
の全抵抗7 〓i=1 Riと選択されたスイツチングトラン
ジスタ対のコレクタ間抵抗Rbとの比Rb／7 〓i=1 Riを
掛けた値となることが判る。よつて、例えばR1，
R7の抵抗値を4RとしR2，R4，R6を2Rとし、R3，
R5をＲとすると（但しＲは任意の正数）、制御端
子Ａ，Ｂ，Ｃを能動にした場合のip、即ちiOA、
iOB、iOCは次のようになる。
iOA＝（8R／16R）is＝（1/2）is ……(3)
iOB＝（4R／16R）is＝（1/4）is ……(4)
iOC＝（2R／16R）is＝（1/8）is ……(5)
従つて、
iOA：iOB：iOC＝４：２：１ ……(6)
出力端子２８′，２９′における出力電圧は夫々
iOA、iOB、iOCに抵抗R1又はR7の抵抗値（以下RLと
する）を掛けた値となるので、出力信号電圧比も
又(6)式と同様４：２：１に切換えられることが判
る。
iOA、iOB、iOCに抵抗R1又はR7の抵抗値（以下RLと
する）を掛けた値となるので、出力信号電圧比も
又(6)式と同様４：２：１に切換えられることが判
る。
ここで、制御端子Ａを能動とした最大利得の場
合の概略電圧利得を求める。(1)及び(3)式から端子
２８′，２９′の出力信号電圧epは、 ep＝RLiOA＝１／２RLis＝RL／2Ree1 ……(7) 電圧利得＝2ep／e1＝RL／Re ……(8) よつて、第２図の可変利得増幅器の差動電圧利
得は、上記特定の抵抗回路網を使用した場合、制
御端子Ａ，Ｂ，Ｃを能動にすることにより、
RL／Re、RL／2Re、RL／4Reとなる。
合の概略電圧利得を求める。(1)及び(3)式から端子
２８′，２９′の出力信号電圧epは、 ep＝RLiOA＝１／２RLis＝RL／2Ree1 ……(7) 電圧利得＝2ep／e1＝RL／Re ……(8) よつて、第２図の可変利得増幅器の差動電圧利
得は、上記特定の抵抗回路網を使用した場合、制
御端子Ａ，Ｂ，Ｃを能動にすることにより、
RL／Re、RL／2Re、RL／4Reとなる。
以上の説明から明らかな如く、本発明の可変利
得増幅器によれば、差動増幅器とプログラムした
抵抗回路網間に複数のスイツチングトランジスタ
対を設け、これを選択的にオンオフすることによ
り広範囲に電圧利得を制御することができる。第
２図の場合、最小利得選択用スイツチングトラン
ジスタ対３６abのコレクタ間に抵抗R4を接続し
ているが、これをＯ即ちコレクタを共通接続する
と、差動トランジスタの両コレクタ電流は左右の
抵抗に等しく分流される。よつて、出力端子２
８′，２９′には出力信号は全く現われない。この
特性を利用して異なる２入力信号を選択し得る利
得で選択的に共通出力端子に得る、いわゆる２チ
ヤンネル選択増幅器に応用した場合を第４図に示
す。
得増幅器によれば、差動増幅器とプログラムした
抵抗回路網間に複数のスイツチングトランジスタ
対を設け、これを選択的にオンオフすることによ
り広範囲に電圧利得を制御することができる。第
２図の場合、最小利得選択用スイツチングトラン
ジスタ対３６abのコレクタ間に抵抗R4を接続し
ているが、これをＯ即ちコレクタを共通接続する
と、差動トランジスタの両コレクタ電流は左右の
抵抗に等しく分流される。よつて、出力端子２
８′，２９′には出力信号は全く現われない。この
特性を利用して異なる２入力信号を選択し得る利
得で選択的に共通出力端子に得る、いわゆる２チ
ヤンネル選択増幅器に応用した場合を第４図に示
す。
第４図の増幅器は、同一回路であるを可とする
チヤンネル１（CH１）スイツチング増幅器４０
及びCH２スイツチング増幅器４０′（CH１と同
一構成）を有し、夫々異なる差動入力信号が印加
される独立した入力端子４１−４２及び４１′−
４２′を有する。増幅器４０及び４０′の出力端子
は共通接続されて端子４８−４９から利用回路に
接続される。CH１，CH２スイツチング増幅器
４０，４０′は第２図の可変利得増幅器と略同一
であり、入力段差動増幅トランジスタ４３−４
４、３個のスイツチングトランジスタ対５０ab，
５１ab，５２ab及び抵抗R1乃至R7を含む抵抗回
路網５４を有する。しかし、抵抗回路網５４中
R4がなく、スイツチングトランジスタ対５０ab
の両コレクタを抵抗回路網の中点に接続している
点で第２図の回路と異なる。
チヤンネル１（CH１）スイツチング増幅器４０
及びCH２スイツチング増幅器４０′（CH１と同
一構成）を有し、夫々異なる差動入力信号が印加
される独立した入力端子４１−４２及び４１′−
４２′を有する。増幅器４０及び４０′の出力端子
は共通接続されて端子４８−４９から利用回路に
接続される。CH１，CH２スイツチング増幅器
４０，４０′は第２図の可変利得増幅器と略同一
であり、入力段差動増幅トランジスタ４３−４
４、３個のスイツチングトランジスタ対５０ab，
５１ab，５２ab及び抵抗R1乃至R7を含む抵抗回
路網５４を有する。しかし、抵抗回路網５４中
R4がなく、スイツチングトランジスタ対５０ab
の両コレクタを抵抗回路網の中点に接続している
点で第２図の回路と異なる。
第４図の回路は次のように動作する。先ずCH
１増幅器４０において、制御端子Ａを能動にする
と、端子４１−４２間に印加したCH１入力信号
を最大利得で増幅し、対応する出力信号が出力端
子４８−４９に現われる。次に、制御端子Ｂを能
動にすると、スイツチングトランジスタ対５１
abがオンとなり信号電流が抵抗回路網５４で分
流され、利得が低下し、より小振幅の出力信号が
出力端子４８−４９に現われる。これらの場合の
電圧利得はエミツタ結合抵抗４５−４６、抵抗回
路網５４の抵抗値により任意に選択し得ること上
述の説明から明らかである。制御端子Ｃを能動に
すると、スイツチングトランジスタ対５０abが
オンとなり、差動トランジスタ対４３−４４から
の差動信号電流は加算され、抵抗回路網５４が対
称であればR3，R2，R1とR5，R6，R7側とへ完全
に２等分されるので、出力端子４８−４９には
CH１信号は全く現われない。このとき、CH２
スイツチング増幅器４０′の制御端子A′又はB′を
能動にすると、入力端子４１′−４２′へ印加した
CH２入力信号が高又は低利得で出力端子４８−
４９に現われる。このように、制御端子Ａ，Ｂ，
Ｃ，A′，B′，C′を選択的に能動状態とすること
により、CH１，CH２入力信号を選択的に共通
出力端子４８−４９に所望利得で増幅出力するこ
とができる。この場合、制御端子Ｃ，C′を共に能
動にするとCH１，CH２両入力信号が遮断され、
Ａ（又はＢ）、A′（又はB′）を同時に能動にすると
CH１，CH２両入力信号を同時に所望利得で増
幅加算できる。更に両又は一方のチヤンネルに極
性切換回路を設けることに、例えばep＝Ae1＋
Be2の如き出力信号を得るも可である。ここで
e1，e2は夫々CH１，CH２入力信号電圧、Ａ，Ｂ
はCH１，CH２の利得を表わす。勿論Ａ，Ｂは
制御端子を多数設けることにより予め定めた多数
の異なる値に切換ることができる。
１増幅器４０において、制御端子Ａを能動にする
と、端子４１−４２間に印加したCH１入力信号
を最大利得で増幅し、対応する出力信号が出力端
子４８−４９に現われる。次に、制御端子Ｂを能
動にすると、スイツチングトランジスタ対５１
abがオンとなり信号電流が抵抗回路網５４で分
流され、利得が低下し、より小振幅の出力信号が
出力端子４８−４９に現われる。これらの場合の
電圧利得はエミツタ結合抵抗４５−４６、抵抗回
路網５４の抵抗値により任意に選択し得ること上
述の説明から明らかである。制御端子Ｃを能動に
すると、スイツチングトランジスタ対５０abが
オンとなり、差動トランジスタ対４３−４４から
の差動信号電流は加算され、抵抗回路網５４が対
称であればR3，R2，R1とR5，R6，R7側とへ完全
に２等分されるので、出力端子４８−４９には
CH１信号は全く現われない。このとき、CH２
スイツチング増幅器４０′の制御端子A′又はB′を
能動にすると、入力端子４１′−４２′へ印加した
CH２入力信号が高又は低利得で出力端子４８−
４９に現われる。このように、制御端子Ａ，Ｂ，
Ｃ，A′，B′，C′を選択的に能動状態とすること
により、CH１，CH２入力信号を選択的に共通
出力端子４８−４９に所望利得で増幅出力するこ
とができる。この場合、制御端子Ｃ，C′を共に能
動にするとCH１，CH２両入力信号が遮断され、
Ａ（又はＢ）、A′（又はB′）を同時に能動にすると
CH１，CH２両入力信号を同時に所望利得で増
幅加算できる。更に両又は一方のチヤンネルに極
性切換回路を設けることに、例えばep＝Ae1＋
Be2の如き出力信号を得るも可である。ここで
e1，e2は夫々CH１，CH２入力信号電圧、Ａ，Ｂ
はCH１，CH２の利得を表わす。勿論Ａ，Ｂは
制御端子を多数設けることにより予め定めた多数
の異なる値に切換ることができる。
第５図は本発明による可変利得増幅器の出力回
路の一例を示す。回路ブロツク５６は第２図と同
様な差動トランジスタ対と３対のスイツチングト
ランジスタ対を有する回路であり、制御端子Ａ，
Ｂ，Ｃの制御下で入力端子１０′−１１′に印加さ
れた入力信号を所望利得で増幅する為、直列抵抗
回路網R2〜R6の各接続点に差動電流を供給する。
抵抗R10，R11の合成抵抗が第２図のR1に相当し、
R12，R13の合成抵抗がR7に相当する。出力段ト
ランジスタ６０−６１はエミツタ抵抗５８，５９
を有するエミツタ接地トランジスタであるので、
そのベース入力インピーダンスは充分に高い。ポ
テンシヨメータ６４とボルテージフオロワ６５は
増幅器の出力直流レベルを制御し、必要に応じて
偏奇させる為の回路である。差動出力信号は、ト
ランジスタ６０，６１のコレクタに接続した出力
端子６２，６３から得る。尚、上述したR1，R7
が大きい場合には、トランジスタ６０，６１の前
段にエミツタフオロワを用いるも可である。
路の一例を示す。回路ブロツク５６は第２図と同
様な差動トランジスタ対と３対のスイツチングト
ランジスタ対を有する回路であり、制御端子Ａ，
Ｂ，Ｃの制御下で入力端子１０′−１１′に印加さ
れた入力信号を所望利得で増幅する為、直列抵抗
回路網R2〜R6の各接続点に差動電流を供給する。
抵抗R10，R11の合成抵抗が第２図のR1に相当し、
R12，R13の合成抵抗がR7に相当する。出力段ト
ランジスタ６０−６１はエミツタ抵抗５８，５９
を有するエミツタ接地トランジスタであるので、
そのベース入力インピーダンスは充分に高い。ポ
テンシヨメータ６４とボルテージフオロワ６５は
増幅器の出力直流レベルを制御し、必要に応じて
偏奇させる為の回路である。差動出力信号は、ト
ランジスタ６０，６１のコレクタに接続した出力
端子６２，６３から得る。尚、上述したR1，R7
が大きい場合には、トランジスタ６０，６１の前
段にエミツタフオロワを用いるも可である。
以上、本発明を好適実施例及び応用回路例に基
づき詳述した。この説明から理解される如く、本
発明の可変利得増幅器は基準電位源（例えば接地
電位）間に直列接続した複数の抵抗を設け、各接
続点に対称に複数のスイツチングトランジスタ対
スイツチング素子対を介して差動信号電流を流
し、両端の抵抗に生ずる電圧降下を出力信号とし
て取出すようにしたものである。本発明による
と、利得を抵抗回路網の設定且つ精度で決まる複
数の値に正確に切換えられる。更に差動トランジ
スタのエミツタ回路及び結合抵抗は何ら切換えな
いので、利得切換えに拘らず一定入力に対し同一
信号レベルで動作し略一定周波数特性が得られ広
帯域可変利得増幅器が得られる。利得切換えがロ
ジツクによりリモートコントロールできる。利得
を完全に０（遮断）とすることができるので、複
数チヤンネルの選択増幅が可能である動作特性の
温度依存性が最小になる、等の実用上の種々の顕
著な作用効果が得られる。
づき詳述した。この説明から理解される如く、本
発明の可変利得増幅器は基準電位源（例えば接地
電位）間に直列接続した複数の抵抗を設け、各接
続点に対称に複数のスイツチングトランジスタ対
スイツチング素子対を介して差動信号電流を流
し、両端の抵抗に生ずる電圧降下を出力信号とし
て取出すようにしたものである。本発明による
と、利得を抵抗回路網の設定且つ精度で決まる複
数の値に正確に切換えられる。更に差動トランジ
スタのエミツタ回路及び結合抵抗は何ら切換えな
いので、利得切換えに拘らず一定入力に対し同一
信号レベルで動作し略一定周波数特性が得られ広
帯域可変利得増幅器が得られる。利得切換えがロ
ジツクによりリモートコントロールできる。利得
を完全に０（遮断）とすることができるので、複
数チヤンネルの選択増幅が可能である動作特性の
温度依存性が最小になる、等の実用上の種々の顕
著な作用効果が得られる。
尚、以上は本発明の好適実施例についてのみ説
明したが、用途に応じて種々の変更変形が可能で
ある。
明したが、用途に応じて種々の変更変形が可能で
ある。
第１図は従来の可変利得増幅器、第２図は本発
明の可変利得増幅器の一実施例の回路図、第３図
は第２図の動作説明図、第４図は本発明の可変利
得増幅器の応用回路図、第５図は本発明の可変利
得増幅器の関連回路図を示す。 １２′，１３′，４３，４４：差動トランジス
タ対、３２〜３６，５１〜５４：スイツチング素
子、３８，５４：抵抗回路網。
明の可変利得増幅器の一実施例の回路図、第３図
は第２図の動作説明図、第４図は本発明の可変利
得増幅器の応用回路図、第５図は本発明の可変利
得増幅器の関連回路図を示す。 １２′，１３′，４３，４４：差動トランジス
タ対、３２〜３６，５１〜５４：スイツチング素
子、３８，５４：抵抗回路網。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を増幅する差動トランジスタ対と、 基準電位源間に直列接続された複数の抵抗を有
する抵抗回路網と、 各一端が上記差動トランジスタ対の各出力電極
に接続されると共に、各他端が上記抵抗回路網に
対称に接続された複数組のスイツチング素子対と
を具え、 該スイツチング素子対の１組を選択的にオンと
して、上記差動トランジスタ対の各出力電流を、
上記抵抗回路網の複数の抵抗の対称となる接続点
に選択的に供給し、上記抵抗回路網の少なくとも
一端の抵抗の電圧降下を出力信号とする可変利得
増幅器。 ２ 上記複数組のスイツチング素子対のうち、上
記抵抗回路網の最も内側に接続されるスイツチン
グ素子対の上記他端は、共通接続されると共に、
上記抵抗回路網の中点に接続される特許請求の範
囲第１項記載の可変利得増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20865681A JPS58108810A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 可変利得増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20865681A JPS58108810A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 可変利得増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58108810A JPS58108810A (ja) | 1983-06-29 |
| JPH026449B2 true JPH026449B2 (ja) | 1990-02-09 |
Family
ID=16559860
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20865681A Granted JPS58108810A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 可変利得増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58108810A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60241308A (ja) * | 1984-05-16 | 1985-11-30 | Nec Corp | トランジスタ回路 |
| WO2000018006A1 (en) * | 1998-09-21 | 2000-03-30 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Amplifier |
-
1981
- 1981-12-23 JP JP20865681A patent/JPS58108810A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58108810A (ja) | 1983-06-29 |
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