JPS6339122B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は高精度電子測定装置の入力回路に用い
て好適な高入力インピーダンス広帯域増幅器に関
する。

オシロスコープのような高精度電子測定装置
は、広帯域幅にわたつて周波数特性が良好である
こと、ドリフトが小さいこと、更に、入力信号源
に対する負荷効果を最少限にするために極めて高
い入力インピーダンス（通常1MΩ）を持つこと
が要求される。このような要求を満すため、従
来、FET（電界効果トランジスタ）或いはバイポ
ーラ・トランジスタ（以下、トランジスタをTR
とする）を有する電流源をソース負荷とし、分路
入力抵抗器を備えた直流結合のソースホロワ接合
型FETを使用するのが普通である。

しかしながら、上述の従来の増幅器（即ち、直
流結合のソースホロワ接合型FET）の大きな問
題点として、素子毎に変化し且つ温度依存性のあ
るFETのゲート・ソース間の電圧降下のため、
直流ドリフト及びレベルシフトが無視できないと
いう点があつた。したがつて、充分慎重に選択し
たTRしか使用できず、更に、直流ドリフトやレ
ベルシフトを補償するために調整が必要という欠
点があつた。

したがつて、本発明の目的は、上述の従来例の
欠点を克服した高入力インピーダンス広帯域増幅
器を提供することである。

本発明の他の目的は、アナログ入力信号を、選
択的にアナログ的に測定する場合或いはデジタル
的に測定する場合の何れにも共通して使用可能な
入力回路を提供することである。

以下、本発明を添付の図面を参照して詳細に説
明する。第１図は、本発明に係る高入力インピー
ダンス広帯域増幅器の簡単な回路図である。第１
図において、入力端子１０に印加された入力信号
は、減衰器１１、結合コンデンサ１２、及び
FET入力段を含む緩衝増幅器１３と介して、出
力端子１４に伝達される。減衰器１１から例えば
1000pFの結合コンデンサ１２を経て緩衝増幅器
１３に至る信号路は交流信号路であり、一方、減
衰器１１から、抵抗器１５及び１６から成る抵抗
分圧器、差動増幅器（或いは演算増幅器）１７、
及び例えば100MΩ程度の高出力抵抗器２１を経
て、緩衝増幅器１３に至る信号路は直流（ここで
直流とは純粋直流成分のみならず低周波成分も含
む）信号路である。差動増幅器１７の反転入力端
は、抵抗器２０を介して、出力端子１４と基準電
圧源に直列接続した分圧抵抗器１８，１９に接続
している。減衰器１１としては、特公昭第45−
22598号に開示されている分路コンデンサ付のＬ
型抵抗減衰器が好適である。

以下、第１図の回路の動作について説明する。
入力端子１０に印加された入力信号は、ステツプ
状に減衰比を制御できる減衰器１１を介して、緩
衝増幅器１３に印加される。減衰器１１として
は、入力信号を、減衰なし（÷１）、10分の１（÷
10）、100分の１（÷100）、1000分の１（÷1000）等
に減衰可能な10進減衰器か、或いは１−２−５の
ステツプで減衰比を制御できるカスコード減衰器
を使用する。減衰器１１の入力インピーダンス
（或いは入力抵抗）は1MΩであり、差動増幅器１
７の入力インピーダンスも分圧抵抗器１５，１６
の抵抗を選択して1MΩとする。抵抗器１５，１
６の抵抗は、分圧比を１：10とする場合には、
夫々900KΩ及び100KΩにする。減衰器１１から
の低周波成分を除く交流信号成分は、結合コンデ
ンサ１２を介して、緩衝増幅器１３に印加され
る。出力側の分圧抵抗器１８，１９は、出力端子
１４に現われた（即ち、緩衝増幅器１３の出力端
の）信号を分圧し、分圧信号を抵抗器２０を介し
て差動増幅器１７の反転入力端に印加する。差動
増幅器１７のオープンループ利得は非常に高いの
で、差動増幅器１７の両入力信号、即ち入力抵抗
分圧器１５，１６の出力と出力抵抗分圧器１８，
１９の両出力が常に等しくなるように、入力端子
の直流（及ぶ低周波）信号成分に対応する出力信
号が常時出力端子１４に現われるように動作す
る。したがつて、上記の入力及び出力分圧器の分
圧比を適当に選択することによつて、緩衝増幅器
１３に入力される交流及び直流信号成分を等しく
することができる。本実施例では、入力及び出力
分圧器の分圧比が等しくなるように、抵抗器１
５，１６，１８，１９の抵抗値を選定する。抵抗
器２０は、差動増幅器１７の反転及び非反転入力
端に対する入力インピーダンスを等しくするため
の抵抗器である。第１図の回路は、負帰還ループ
を有するので、出力端子１４に現れる出力信号は
直流から高周波成分にわたり入力信号に正確に追
随し、直流レベルシフト、ドリフト、信号歪等の
問題は生じない。更に、低周波及び高周波成分間
の利得変化も負帰還ループの自己修正機能によつ
て効果的に解決される。例えば、ある周波帯の利
得が所定値よりも高い場合には、差動増幅器１７
の反転入力端に増大した出力を印加し、緩衝増幅
回路１３へのその周波帯の入力を減少させるよう
に作用するので、広帯域幅をわたつて利得を一定
にすることができる。

第２図は、本発明に係る高入力インピーダンス
広帯域増幅器の好適な実施例を示す回路図であ
る。第２図において、第１図と同一の個所には同
一の符号を付してある。本実施例において、減衰
器１１の減衰ステツプは、説明を簡単にするため
に、連動スイツチ２２ａ，２２ｂで選択される入
力信号を減衰しないで伝達する÷１減衰と、入力
信号を10分の１に減衰する÷10減衰の２ステツプ
としている。減衰器１１の÷10減衰に関与する部
分は、抵抗器２４，２５、コンデンサ２６，２７
を含むＬ型RC減衰部分と付加抵抗器２８，３０
から構成される。緩衝増幅器１３は、入力段
FET３１、電流源TR３２、相補接続したTR３
３，３４、ブートストラツプTR３５、ツエナー
ダイオード３６、電圧クランプ・ダイオード３
７、抵抗器３８〜４４及びコンデンサ４６から成
つている。

選択スイツチ２２ａ，２２ｂを上側のスイツチ
位置（図面上）にすると、÷１減衰が選択され、
入力信号は殆んど減衰なしに低抵抗器２３及び結
合コンデンサ１２を介して緩衝増幅器１３に伝達
される。一方、÷10減衰を選択するにはスイツチ
２２ａ，２２ｂを下側のスイツチ位置にする。本
実施例では、抵抗器２４，２５の抵抗は、夫々
900KΩ及び111KΩである。分路コンデンサ２
６，２７は、高周波信号の減衰を調整するもので
あり、コンデンサ２９は÷１及び÷10減衰の双方
において減衰器１１の入力容量を所定値に調整す
るものである。尚、入力端子１０からみた入力回
路の入力抵抗は、÷１及び÷10減衰の何れにおい
ても、例えば1MΩの一定値である。

緩衝増幅器１３のFET３１は、ソース負荷と
して低抵抗器３８、コンデンサ４６及び電流源
TR３２を有するソースホロワ増幅器である。低
抵抗器３８の両端間に生じた電圧は出力段の相補
接続TR３３，３４の夫々のベースに印加され
る。電流源TR３２の電流値は、抵抗器４２の抵
抗、抵抗器４２の一端に印加されている電源電
圧、及びベースに印加される基準電圧Vrefによ
つて決定される。基準電圧Vrefは、またダイオ
ード３７を介してFET３１への過大ゲート信号
電圧をクランプするよう所望値に選択されている
ことに留意されたい。エミツクホロワのプートス
トラツプTR３５は、TR３４のエミツタ電圧を
検知し、FET３１のドレイン電圧を緩衝増幅器
１３の出力電圧に追随させるので、FET３１の
ゲート・ドレイン間電圧をゲートに印加される入
力信号レベルに拘らず実質上一定値に維持するこ
とができる。したがつて、第２図の回路のダイナ
ミツクレンジを広げ且つ直線性を改善することが
可能である。第２図の回路全体の動作は第１図の
回路の場合と同様なので、詳細な説明は省略す
る。

第３図は、第１図及び第２図に示した本発明が
応用される電子測定装置に用いて好適な入力回路
の回路図である。最近、IC（集積回路）技術の進
歩によつて、デジタル技術が種々の分野に応用さ
れている。例えば、電圧、電流、抵抗等の電気量
をデジタル的に測定するデジタル・マルチメータ
（以下、DMMとする）は、僅か数個のICチツプ
を用いて低コストで製作可能である。ところで、
オシロスコープのようなアナログ測定装置と
DMMのようなデジタル測定装置とを同一装置に
まとめ、アナログ的測定とデジタル的測定とを選
択的に行いたいという要望が強い。この種の装置
は、例えば、特公昭54−4861号及び特開昭54−
80782号（特許権者は共に本出願人）に開示され
ている。しかし、前者のDMM回路は減衰器の出
力側に接続しているので、減衰比の変更によつて
DMM測定が影響を受けるという欠点があつた。
後者はDMM回路を減衰器の入力側に直結するこ
とによつて前者の問題点を解決しようとするもの
であるが、DMM回路の比較的大きい浮遊容量の
ために、アナログ測定に悪影響があるという問題
があつた。第３図に示した実施例は、Ｌ型減衰器
の分路抵抗器と直列（即ち接地側）にDMM回路
を接続することによつて、上述の従来例の諸問題
点を効果的に解決するものである。

第３図において、入力端子５０とアナログ部６
４の間に、÷１、÷10、÷100の３種類の減衰ステツ
プを有する減衰器が接続している。アナログ部６
４は、垂直増幅器、水平増幅器、水平時間軸回
路、陰極線管等を含んだ通常のオシロスコープで
あり、アナログ部６４の入力抵抗は分路抵抗器５
３の抵抗によつて定まる例えば1MΩである。÷１
減衰部は単なる導線、或いは低抵抗器（図示せ
ず）を含んだ導線であり、連動スイツチ５１ａ，
５２ａを上側のスイツチ位置（図面上）にするこ
とによつて選択される。÷10減衰部は、900KΩの
直列抵抗器５４、111KΩの分路抵抗器５５、及
び可変コンデンサ５６〜５８から構成され、連動
スイツチ５１ｂ，５２ｂを上側のスイツチ位置に
することによつて選択される。÷100減衰部は、
990KΩの直列抵抗器５９、10.1KΩの分路抵抗器
６０、及び可変コンデンサ６１〜６３から構成さ
れ、連動スイツチ５１ｃ，５２ｃを上側のスイツ
チ位置にすることによつて選択される。単極双投
スイツチ６５は、入力抵抗器５３及び分路抵抗器
５５，６０を、接地或いはDMM部６６（例えば
入力段に積分器を構成する演算増幅器を有する）
に選択的に接続する。したがつて、DMM６６の
入力端は実質上接地されているので、減衰動作は
スイツチ６５の切換えには全く影響を受けない。

スイツチ６５を左側のスイツチ位置にすると、
アナログ部６４のみが選択され、選択可能な電圧
感度即ちスイツチ５１ａ〜５１ｃ及び５２ａ〜５
２ｃで選択された測定範囲内で入力信号をアナロ
グ的に測定表示する。÷10及び÷100減衰ステツプ
が選択されると、入力信号は夫々10分の１及び
100分の１に減衰されるので、入力信号の測定範
囲が拡大されることになる。÷10及び÷100減衰の
際には、÷１減衰部の導線はスイツチ５１，５２
によつて接地されるので、この回路構成により導
線間の浮遊容量に基づく測定誤差は効果的に回避
できる。

一方、スイツチ６５を右側のスイツチ位置にす
ると、アナログ部６４は上述の通り動作すると共
にDMM部（即ち、デジタル部）６６は、並列抵
抗器５３，５５、及び６０を流れる通常利用され
ない信号電流をスイツチ６５を介してDMM６６
に流してデジタル的測定に利用して、入力信号を
デジタル的に測定することができる。つまり、同
じ入力端子５０における入力信号のアナログ的測
定及びデジタル的測定は、スイツチ６５の切換え
により、夫々アナログ部６４及びデジタル部
（DMM部）６６で行なわれる。第３図の減衰器
は、アナログ部及びデジタル部両方に共通して使
用されているが、デジタル的測定はこの減衰器の
減衰比には何ら影響を受けないことに留意された
い。÷１減衰の場合には入力端子５３とDMM回
路６６間の抵抗は1MΩ（抵抗器５３の抵抗）で
あり、÷10減衰の場合には900KΩの抵抗器５４、
111KΩの抵抗器５５、1MΩの抵抗器５３の合成
抵抗値即ち1MΩであり、÷100減衰の場合にも同
様に1MΩとなる。したがつて、DMM回路６６
は、減衰比設定とは無関係に無調整で入力信号を
測定できる自動レンジ型とすることができる。こ
の回路構成により、アナログ及びデジタル測定器
にコンパチブルな入力回路が得られる。尚第１図
及び第２図の回路はアナログ部６４の入力段に応
用できる。

上述の説明から明らかな如く、本発明による増
幅器によると、緩衝増幅器１３の入力端は差動増
幅器１７から高抵抗の結合抵抗器２１を介して適
切に直流バイアスされる。結合抵抗器２１は、十
分高抵抗なので、結合コンデンサ１２からの交流
信号成分は、結合抵抗器２１において減衰するこ
となく、実質的にすべて緩衝増幅器１３を介して
出力端子１４に現われると共に、入出力分圧器１
５，１６に対して結合コンデンサ１２が実質的に
並列接続されて高周波増幅度の低下を効果的に防
止し、併せて、この増幅器の入力インピーダンス
を実質的に入力抵抗分圧器１５，１６の抵抗であ
る一定値（例えば1MΩ）に設定する。更に、演
算増幅器等の低周波低ドリフト差動増幅器１７を
負帰還ループ中に使用することにより、入力信号
中の直流及び低周波成分を安定的に増幅して、通
常の緩衝増幅器に付随するドリフトやオフセツト
の問題を効果的に回避している。したがつて、本
発明の増幅器は、一定の高入力インピーダンス
（抵抗）、低ドリフト、広帯域増幅特性を必須とす
るオシロスコープ等の入力段増幅器に適用して顕
著な効果を生ずる。

以上、本発明の好適な実施例を説明したが、当
業者は用途に応じて本発明の変形変更を行うこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る高入力インピーダンス広
帯域増幅器の基本構成を示すブロツク図、第２図
は本発明の具体例を示した回路図、第３図は本発
明に応用できる入力減衰段の回路図である。 １１……減衰器、１３……緩衝増幅器、１５，
１６……分圧抵抗器（抵抗分圧器）、１７……差
動増幅器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ソースフオロワ型入力段を含む緩衝増幅器
   と、該緩衝増幅器の入力端に一端を接続して入力
   信号を上記緩衝増幅器と結合する結合コンデンサ
   と、該結合コンデンサの他端及び基準電位源間に
   接続した入力抵抗分圧器と、上記緩衝増幅器の出
   力側に一端を接続した出力抵抗分圧器と、非反転
   入力端及び反転入力端を夫々上記入力抵抗分圧器
   の分圧点及び出力抵抗分圧器の分圧点に接続した
   高入力インピーダンスの差動増幅器と、該差動増
   幅器の出力を上記緩衝増幅器の上記入力端に結合
   する高抵抗の結合抵抗器とを具え、入力抵抗を実
   質的に上記入力抵抗分圧器の合成値とすることを
   特徴とする高入力インピーダンス広帯域増幅器。