JPH0510849B2 - - Google Patents
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- JPH0510849B2 JPH0510849B2 JP59106340A JP10634084A JPH0510849B2 JP H0510849 B2 JPH0510849 B2 JP H0510849B2 JP 59106340 A JP59106340 A JP 59106340A JP 10634084 A JP10634084 A JP 10634084A JP H0510849 B2 JPH0510849 B2 JP H0510849B2
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 18
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 18
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 18
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
- G01R15/08—Circuits for altering the measuring range
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は広帯域信号結合回路、特に入出力端子
間の直流レベルが自由に可変できロジツク回路の
出力プロービング等に好適な信号結合回路に関す
る。
間の直流レベルが自由に可変できロジツク回路の
出力プロービング等に好適な信号結合回路に関す
る。
電気信号処理回路は、各ステージが他のステー
ジに影響を与えたり影響されたりすることなく、
しかも信号忠実度を悪化することなく所定の動作
をするように相互接続される複数ステージで一般
的に接地されている。これらステージ間を相互接
続する際に一般に生じる問題は、所定接続点で信
号やロジツクレベルが０ボルト以外の静止或は平
均値を有することである。
ジに影響を与えたり影響されたりすることなく、
しかも信号忠実度を悪化することなく所定の動作
をするように相互接続される複数ステージで一般
的に接地されている。これらステージ間を相互接
続する際に一般に生じる問題は、所定接続点で信
号やロジツクレベルが０ボルト以外の静止或は平
均値を有することである。
回路ステージ間を相互接続する一般的な方法は
コンデンサやトランスを介して行うものである
が、直流成分も維持したい場合にはこの方法は採
用できない。直流情報が必要な場合には、固定直
流レベルシフトを行う為にツエナーダイオードや
電池が使用される場合もある。しかし、これらデ
バイスは入力信号路に直列に不確定な抵抗成分を
挿入するので、インピーダンス整合を困難にす
る。更に、これらデバイスに付随する静電容量が
伝送される信号の周波数帯域を制限する作用をす
る。
コンデンサやトランスを介して行うものである
が、直流成分も維持したい場合にはこの方法は採
用できない。直流情報が必要な場合には、固定直
流レベルシフトを行う為にツエナーダイオードや
電池が使用される場合もある。しかし、これらデ
バイスは入力信号路に直列に不確定な抵抗成分を
挿入するので、インピーダンス整合を困難にす
る。更に、これらデバイスに付随する静電容量が
伝送される信号の周波数帯域を制限する作用をす
る。
信号結合の他の方法としては抵抗分圧器を使用
するものがあるが、この場合には信号が減衰し、
信号帯域幅も制限され易いという問題がある。抵
抗分圧器が受動減衰プローブの一部である場合に
は、他の問題が明らかになる。例えばエミツタ結
合ロジツク（ECL）の如きロジツク・フアミリ
に対する負荷効果を検討してみよう。ECLロジ
ツクは一般にはVccを接地した−5.2ボルト電源で
動作する。ECLロジツクでは高信号レベルは約
−0.8ボルト、低信号レベルは約−1.7ボルトであ
る。典型的なECLゲートの出力はNPNエミツタ
フオロワ・トランジスタのエミツタであり、その
コレクタは接地している。出力は普通約−２ボル
トの負電源に50〜100Ωの外部プルダウン抵抗器
を介して引張られている。ECLでは高速性を生
命とするので、ロジツクゲート間の相互接続はし
ばしば伝送線であつて、プルダウン抵抗器は伝送
線の終端抵抗器の作用をもする。ECLロジツク
出力の測定に従来の500Ω10対１の受動プローブ
を使用すると、プローブの接地への500Ωの抵抗
が被測定ロジツクゲートの出力終端抵抗器と共に
分圧器を構成する。この場合の回路構成の例を第
４図に示す。ECL出力トランジスタのエミツタ
と−2V電源との間に接続されたプルダウン抵抗
器Reと受動プローブの入力抵抗器Rinとで分圧器
が形成されている。この分圧器は出力信号レベル
を大幅に歪ませ、ロジツクゲートの出力トランジ
スタのDC動作点をシフトし、そしてゲートのノ
イズマージンを大幅に低減する。この時のプロー
ブで観測される信号の例を第５図に示している。
高信号レベルは、正常値の−0.8Vからそれほど
シフトしないが、トランジスタが非導通側に変化
する際の低信号レベルは分圧器の影響を強く受け
て、正常値の−1.7Vから相当大きくシフトして
いるのが判る。
するものがあるが、この場合には信号が減衰し、
信号帯域幅も制限され易いという問題がある。抵
抗分圧器が受動減衰プローブの一部である場合に
は、他の問題が明らかになる。例えばエミツタ結
合ロジツク（ECL）の如きロジツク・フアミリ
に対する負荷効果を検討してみよう。ECLロジ
ツクは一般にはVccを接地した−5.2ボルト電源で
動作する。ECLロジツクでは高信号レベルは約
−0.8ボルト、低信号レベルは約−1.7ボルトであ
る。典型的なECLゲートの出力はNPNエミツタ
フオロワ・トランジスタのエミツタであり、その
コレクタは接地している。出力は普通約−２ボル
トの負電源に50〜100Ωの外部プルダウン抵抗器
を介して引張られている。ECLでは高速性を生
命とするので、ロジツクゲート間の相互接続はし
ばしば伝送線であつて、プルダウン抵抗器は伝送
線の終端抵抗器の作用をもする。ECLロジツク
出力の測定に従来の500Ω10対１の受動プローブ
を使用すると、プローブの接地への500Ωの抵抗
が被測定ロジツクゲートの出力終端抵抗器と共に
分圧器を構成する。この場合の回路構成の例を第
４図に示す。ECL出力トランジスタのエミツタ
と−2V電源との間に接続されたプルダウン抵抗
器Reと受動プローブの入力抵抗器Rinとで分圧器
が形成されている。この分圧器は出力信号レベル
を大幅に歪ませ、ロジツクゲートの出力トランジ
スタのDC動作点をシフトし、そしてゲートのノ
イズマージンを大幅に低減する。この時のプロー
ブで観測される信号の例を第５図に示している。
高信号レベルは、正常値の−0.8Vからそれほど
シフトしないが、トランジスタが非導通側に変化
する際の低信号レベルは分圧器の影響を強く受け
て、正常値の−1.7Vから相当大きくシフトして
いるのが判る。
本発明の目的の１つは広帯域且つ無減衰の信号
結合回路を提供することである。
結合回路を提供することである。
本発明の他の目的は直流レベルが任意に可変で
きる広帯域の信号結合回路を提供することであ
る。
きる広帯域の信号結合回路を提供することであ
る。
本発明の更に他の目的は高速ロジツク回路のプ
ローピングに特に好適な信号結合回路を提供する
ことである。
ローピングに特に好適な信号結合回路を提供する
ことである。
本発明の別の目的は負荷効果及び波形歪を最少
にする信号結合回路を提供することである。
にする信号結合回路を提供することである。
本発明の信号結合回路は広帯域信号伝送用に高
周波及び低周波信号路を別個に有し、低周波信号
路には回路入力へのDC電圧レベル又は入力信号
の平均電圧レベルをシフトする手段を含んでい
る。
周波及び低周波信号路を別個に有し、低周波信号
路には回路入力へのDC電圧レベル又は入力信号
の平均電圧レベルをシフトする手段を含んでい
る。
本発明の特徴の１つは、高周波及び低周波信号
伝送路のインピーダンス素子の値を、信号の忠実
度を犠牲にしたり又は信号帯域幅を制限すること
なく任意の入力及び出力インピーダンス整合用に
選択できることである。よつて、本発明の信号結
合回路は各種用途に適用できる。入力インピーダ
ンスは高周波の負荷インピーダンスと等しくでき
るので、例えば50Ω信号系に適用してもよい。
伝送路のインピーダンス素子の値を、信号の忠実
度を犠牲にしたり又は信号帯域幅を制限すること
なく任意の入力及び出力インピーダンス整合用に
選択できることである。よつて、本発明の信号結
合回路は各種用途に適用できる。入力インピーダ
ンスは高周波の負荷インピーダンスと等しくでき
るので、例えば50Ω信号系に適用してもよい。
本発明の好適実施例では500Ωの入力インピー
ダンス、50Ωの出力インピーダンス及び1.5GHzの
帯域幅を有する受動型の10対１の減衰プローブと
している。DCレベルシフト手段を構成する為に、
10対１の所望信号減衰を行なわせる為に直列イン
ピーダンスが必要であるが、プローブチツプを介
して信号源に与えるレベルシフト電圧はごく僅か
の減衰を受けるのみであつて、回路の帯域幅を制
限することなく広範囲の可変DCレベルシフト電
圧（DCオフセツトと呼ぶこともある）が得られ
る。本発明の好適実施例を含む高速プローブは
ECL及びTTLロジツク・システムに特に好適で
ある。
ダンス、50Ωの出力インピーダンス及び1.5GHzの
帯域幅を有する受動型の10対１の減衰プローブと
している。DCレベルシフト手段を構成する為に、
10対１の所望信号減衰を行なわせる為に直列イン
ピーダンスが必要であるが、プローブチツプを介
して信号源に与えるレベルシフト電圧はごく僅か
の減衰を受けるのみであつて、回路の帯域幅を制
限することなく広範囲の可変DCレベルシフト電
圧（DCオフセツトと呼ぶこともある）が得られ
る。本発明の好適実施例を含む高速プローブは
ECL及びTTLロジツク・システムに特に好適で
ある。
尚、本発明を一層よく理解するには、添付図を
参照して行う以下の詳細説明を読まれたい。
参照して行う以下の詳細説明を読まれたい。
第１図は本発明の好適一実施例による信号結合
回路を示し、高周波信号伝送路と低周波信号伝送
路との双方が入力端１０出力端１２間に接続され
ている。電圧源eg１４が入力端１０に接続され
ているが、これは他の回路の出力、例えばオシロ
スコープで観測されるテストポイントを代表する
ものである。従つて、電圧発生器１４の静止DC
即ち平均電圧は一般には０ボルト以外であり、例
えばECL回路の場合には０ボルト以下の−1.7ボ
ルトである。
回路を示し、高周波信号伝送路と低周波信号伝送
路との双方が入力端１０出力端１２間に接続され
ている。電圧源eg１４が入力端１０に接続され
ているが、これは他の回路の出力、例えばオシロ
スコープで観測されるテストポイントを代表する
ものである。従つて、電圧発生器１４の静止DC
即ち平均電圧は一般には０ボルト以外であり、例
えばECL回路の場合には０ボルト以下の−1.7ボ
ルトである。
高周波信号伝送路はコンデンサC1で構成する。
好ましくはC1に並列の低周波信号路は抵抗器R1
乃至R6を含む。抵抗器R2とR4とは能動素子とし
て増幅器U1を有する反転演算増幅器の帰還路に
直列接続される。増幅器U2と抵抗器R5乃至R8は
差動増幅器を構成する。U1とU2は電界効果トラ
ンジスタFET入力段を有して反転（−）及び非
反転（＋）入力端共に高入力インピーダンスの市
販の演算増幅器であるのが好ましい。負荷抵抗器
R9を出力端１２と接地間に接続する。
好ましくはC1に並列の低周波信号路は抵抗器R1
乃至R6を含む。抵抗器R2とR4とは能動素子とし
て増幅器U1を有する反転演算増幅器の帰還路に
直列接続される。増幅器U2と抵抗器R5乃至R8は
差動増幅器を構成する。U1とU2は電界効果トラ
ンジスタFET入力段を有して反転（−）及び非
反転（＋）入力端共に高入力インピーダンスの市
販の演算増幅器であるのが好ましい。負荷抵抗器
R9を出力端１２と接地間に接続する。
R1，R2の接続点とU1の反転入力端間に抵抗器
R10を接続して信号源１４からU1の入力の大きな
浮遊容量による高周波負荷をアイソレートする。
R10は10kΩ以上の十分高抵抗値を有し、R1の下
端の大半の負荷はR2となるようにする。よつて、
R2は1kΩ以下の比較的低い値を有し、R10による
負荷が実質的に無視できるようにする。コンデン
サC2がU1の出力からその反転入力へ接続され、
低周波信号伝送路のステツプ応答が最大且つ制御
できるようにする。コンデンサの容量は安定性及
び応答速度が設計上クリテイカルである使用する
演算増幅器の種類に応じて選定する。
R10を接続して信号源１４からU1の入力の大きな
浮遊容量による高周波負荷をアイソレートする。
R10は10kΩ以上の十分高抵抗値を有し、R1の下
端の大半の負荷はR2となるようにする。よつて、
R2は1kΩ以下の比較的低い値を有し、R10による
負荷が実質的に無視できるようにする。コンデン
サC2がU1の出力からその反転入力へ接続され、
低周波信号伝送路のステツプ応答が最大且つ制御
できるようにする。コンデンサの容量は安定性及
び応答速度が設計上クリテイカルである使用する
演算増幅器の種類に応じて選定する。
コンデンサC3はR2とR4の接続点と接地間に接
続して移相回路を構成してU2の有限の帯域幅に
よる位相遅れをU1により補償させ、即ち、R1の
電流をR3の電流の位相遅れと等量だけ遅延させ
る。更に説明すると、R2を通つてU2の出力から
出力端子１２へ伝達される電流が低周波信号伝送
路の高周波応答のロールオフにより入力信号に対
して位相遅延を生じる場合がある。U1は入力信
号電流とつり合う電流を帰還してR1とR2との接
続点をダイナミツク的に「仮想接地」とするよう
動作するので、C3はU2の出力が応答できるに丁
度よい遅延を生じる。その結果、C1からR1へR1
C1接続点への電流のチエンジオーバーを滑らか
に行なわせる。もし移相補償回路網が不要の場
合、例えば極めて低周波の結合の場合には、R2
とR4を１個の抵抗器に置換してもよい。入力端
子１０とR1C1の接続点にはオプシヨンの入力直
列抵抗器R11を挿入して信号結合回路が減衰を生
じるようにしている。
続して移相回路を構成してU2の有限の帯域幅に
よる位相遅れをU1により補償させ、即ち、R1の
電流をR3の電流の位相遅れと等量だけ遅延させ
る。更に説明すると、R2を通つてU2の出力から
出力端子１２へ伝達される電流が低周波信号伝送
路の高周波応答のロールオフにより入力信号に対
して位相遅延を生じる場合がある。U1は入力信
号電流とつり合う電流を帰還してR1とR2との接
続点をダイナミツク的に「仮想接地」とするよう
動作するので、C3はU2の出力が応答できるに丁
度よい遅延を生じる。その結果、C1からR1へR1
C1接続点への電流のチエンジオーバーを滑らか
に行なわせる。もし移相補償回路網が不要の場
合、例えば極めて低周波の結合の場合には、R2
とR4を１個の抵抗器に置換してもよい。入力端
子１０とR1C1の接続点にはオプシヨンの入力直
列抵抗器R11を挿入して信号結合回路が減衰を生
じるようにしている。
所望正負電源±Ｖ間に接続したポテンシヨメー
タ１６は、その摺動端子に可変レベルシフト電圧
V1を発生する。レベルシフト電圧V1は演算増幅
器U1の非反転入力とR7の一端とに印加する。反
転演算増幅器は非反転入力に印加した電圧に反転
入力を能動的にバランスさせる特性を有するの
で、レベルシフト電圧は演算増幅器のヌル点、即
ちR1とR2の接続点である「仮想接地」点に伝達
される（U1のFET入力段により極めて高入力イ
ンピーダンスであつてDC及び低周波においては
抵抗器R10両端には電圧降下が生じない点に注目
されたい。）。このレベルシフト電圧を調整して信
号源１４の静止DC又は平均電圧とバランスする
ようにし、このバランスが得られると、R1には
電流が流れず、またこの状態下では帰還抵抗器
R2，R4にも電流は流れない。そこで、レベルシ
フト電圧V1はR4とR5の接続点に印加され、これ
はR7の一端に印加もされたV1とつり合うので差
動増幅器U2からの出力電圧V2はR5乃至R8の抵抗
値を適当に選定することにより０ボルトになる。
一般に、同相信号除去の為に対称性を維持する
と、これら抵抗値の比は増幅器の両側で等しくな
ければならない。よつて、もしR5とR6とが等し
い値であつて利得を１にするには、R7とR8とも
等しくするべきである。好適実施例では、４個の
抵抗器R5乃至R8はすべて等しい。
タ１６は、その摺動端子に可変レベルシフト電圧
V1を発生する。レベルシフト電圧V1は演算増幅
器U1の非反転入力とR7の一端とに印加する。反
転演算増幅器は非反転入力に印加した電圧に反転
入力を能動的にバランスさせる特性を有するの
で、レベルシフト電圧は演算増幅器のヌル点、即
ちR1とR2の接続点である「仮想接地」点に伝達
される（U1のFET入力段により極めて高入力イ
ンピーダンスであつてDC及び低周波においては
抵抗器R10両端には電圧降下が生じない点に注目
されたい。）。このレベルシフト電圧を調整して信
号源１４の静止DC又は平均電圧とバランスする
ようにし、このバランスが得られると、R1には
電流が流れず、またこの状態下では帰還抵抗器
R2，R4にも電流は流れない。そこで、レベルシ
フト電圧V1はR4とR5の接続点に印加され、これ
はR7の一端に印加もされたV1とつり合うので差
動増幅器U2からの出力電圧V2はR5乃至R8の抵抗
値を適当に選定することにより０ボルトになる。
一般に、同相信号除去の為に対称性を維持する
と、これら抵抗値の比は増幅器の両側で等しくな
ければならない。よつて、もしR5とR6とが等し
い値であつて利得を１にするには、R7とR8とも
等しくするべきである。好適実施例では、４個の
抵抗器R5乃至R8はすべて等しい。
次に、このレベルシフト機能を用いて、オシロ
スコープの入力に０ボルト以外の静止DC電圧レ
ベルを有する入力信号を結合するやり方を説明す
る。接地基準のオシロスコープのトレースがスク
リーン中央に表示されるオシロスコープの入力と
信号源間に本発明の好適実施例を含む受動信号取
込みプローブを接続する。接地電位以外の信号源
静止DC電圧レベルはこのDC電圧で決まる量だけ
スクリーン中央から離れた位置へトレースが飛
ぶ。そこでポテンシヨメータ１６を調整してトレ
ースがスクリーン中央へ戻るように調整する。即
ち、電圧V1の値は信号源DCレベルとマツチする
値としてU2を０ボルトとする。
スコープの入力に０ボルト以外の静止DC電圧レ
ベルを有する入力信号を結合するやり方を説明す
る。接地基準のオシロスコープのトレースがスク
リーン中央に表示されるオシロスコープの入力と
信号源間に本発明の好適実施例を含む受動信号取
込みプローブを接続する。接地電位以外の信号源
静止DC電圧レベルはこのDC電圧で決まる量だけ
スクリーン中央から離れた位置へトレースが飛
ぶ。そこでポテンシヨメータ１６を調整してトレ
ースがスクリーン中央へ戻るように調整する。即
ち、電圧V1の値は信号源DCレベルとマツチする
値としてU2を０ボルトとする。
ここに提案した実施例は500Ω入力、50Ω出力
インピーダンスで帯域幅1.5GHzの受動10対１（1/
１０）減衰プローブである。R11とR1の抵抗値は
夫々450Ωと50Ωであり、これにより入力インピ
ーダンスを500オームとすると共に分圧比を1/10
にする。50Ωの出力インピーダンスはC1とR3の接
続点である出力端子１２に50Ωの同軸ケーブルを
接続することにより得られる。尚R9は同軸ケー
ブル伝送線の入力端終端として接続した50Ωの抵
抗器である。R5乃至R8は夫々10kΩの抵抗値を有
し、R3は1kΩである。高周波信号路C1を通る信
号に対しては、R3はR9と並列接続されるので、
負荷抵抗器より相当大きい値に選択する必要があ
る。低周波信号路のR3とR9とによる信号減衰は、
U1の利得（実際には（R2＋R4）／R1）を上記信
号減衰に対応する値に選定することにより相殺で
きるが、この場合U2の利得は１と仮定する。も
し１以外であればU1とU2の総合利得をR3とR9の
減衰比の逆数に選定する。レベルシフト演算増幅
器（U1とR3−R9を含む関連回路）及び出力差動
増幅器（U2と付属素子を含む）を含む低周波信
号路の総合利得は１であつて、信号損失は生じな
いようにしている。C1は約1μFの大きさを有す
る。R2，R4，R10，C2及びC3の値は正しい利得、
ステツプ応答を生じるよう選定し、1.5GHzの略
全周波数レンジにわたり略平坦な総合周波数利得
が得られるようにする。本発明により得られるレ
ベルシフトの大きさは約±５ボルトである。
インピーダンスで帯域幅1.5GHzの受動10対１（1/
１０）減衰プローブである。R11とR1の抵抗値は
夫々450Ωと50Ωであり、これにより入力インピ
ーダンスを500オームとすると共に分圧比を1/10
にする。50Ωの出力インピーダンスはC1とR3の接
続点である出力端子１２に50Ωの同軸ケーブルを
接続することにより得られる。尚R9は同軸ケー
ブル伝送線の入力端終端として接続した50Ωの抵
抗器である。R5乃至R8は夫々10kΩの抵抗値を有
し、R3は1kΩである。高周波信号路C1を通る信
号に対しては、R3はR9と並列接続されるので、
負荷抵抗器より相当大きい値に選択する必要があ
る。低周波信号路のR3とR9とによる信号減衰は、
U1の利得（実際には（R2＋R4）／R1）を上記信
号減衰に対応する値に選定することにより相殺で
きるが、この場合U2の利得は１と仮定する。も
し１以外であればU1とU2の総合利得をR3とR9の
減衰比の逆数に選定する。レベルシフト演算増幅
器（U1とR3−R9を含む関連回路）及び出力差動
増幅器（U2と付属素子を含む）を含む低周波信
号路の総合利得は１であつて、信号損失は生じな
いようにしている。C1は約1μFの大きさを有す
る。R2，R4，R10，C2及びC3の値は正しい利得、
ステツプ応答を生じるよう選定し、1.5GHzの略
全周波数レンジにわたり略平坦な総合周波数利得
が得られるようにする。本発明により得られるレ
ベルシフトの大きさは約±５ボルトである。
第２図は、ECLゲートの出力回路に本発明の
広帯域信号結合回路を用いた受動プローブを接続
した場合の一部分の構成を示す回路図である。
DCレベルシフトの電圧を−２ボルトに調整する
と、プローブの入力抵抗器RinとECL出力トラン
ジスタのプルダウン抵抗器Reとで従来のような
分圧器を構成することがないので、従来の問題を
解消している。第３図は、第２図の回路の受動プ
ローブで観測される信号の一例を示す図であり、
ECL論理レベルが忠実に再現されている様子が
明瞭に示されている。
広帯域信号結合回路を用いた受動プローブを接続
した場合の一部分の構成を示す回路図である。
DCレベルシフトの電圧を−２ボルトに調整する
と、プローブの入力抵抗器RinとECL出力トラン
ジスタのプルダウン抵抗器Reとで従来のような
分圧器を構成することがないので、従来の問題を
解消している。第３図は、第２図の回路の受動プ
ローブで観測される信号の一例を示す図であり、
ECL論理レベルが忠実に再現されている様子が
明瞭に示されている。
以上本発明の信号結合回路を好適実施例につき
説明したが、本発明は何ら係る実施例のみに限定
するものではなく特定用途に応じて種々の変更変
形が可能であること当業者には理解できよう。例
えば、入力結合抵抗器R11を使用することなく、
無減衰の広帯域信号結合回路を得ることも可能で
ある。また、レベルシフト量は複数ポテンシヨメ
ータの固定出力、或はマイクロプロセツサのデジ
タル出力をアナログ変換する等により１以上の予
定値（例えばECL，TTL，CMOS等）に設定し
てもよい。
説明したが、本発明は何ら係る実施例のみに限定
するものではなく特定用途に応じて種々の変更変
形が可能であること当業者には理解できよう。例
えば、入力結合抵抗器R11を使用することなく、
無減衰の広帯域信号結合回路を得ることも可能で
ある。また、レベルシフト量は複数ポテンシヨメ
ータの固定出力、或はマイクロプロセツサのデジ
タル出力をアナログ変換する等により１以上の予
定値（例えばECL，TTL，CMOS等）に設定し
てもよい。
本発明の広帯域信号結合回路は、コンデンサの
高周波信号路と反転型演算増幅器と差動増幅器の
直列回路とを並列構成として直流から高周波まで
優れた広帯域特性を有すると共に、反転型演算増
幅器の反転入力端と入力抵抗器との接続点の直流
電圧をDCレベルシフト手段により任意のレベル
に調整出来るように構成したので、信号入力端に
供給される入力信号に応じて最適な直流レベルを
設定することにより、従来のように信号源の出力
バイアス抵抗器と信号結合回路の入力抵抗器で分
圧器を構成して入力信号の分圧歪が発生する如き
不都合を回避することが可能になる。よつて、接
地端以外の電位源に終端された出力バイアス抵抗
器を有し、直流レベルがシフトされた高速な信号
を発生するECL回路等の信号を正確に測定する
ことが出来る。
高周波信号路と反転型演算増幅器と差動増幅器の
直列回路とを並列構成として直流から高周波まで
優れた広帯域特性を有すると共に、反転型演算増
幅器の反転入力端と入力抵抗器との接続点の直流
電圧をDCレベルシフト手段により任意のレベル
に調整出来るように構成したので、信号入力端に
供給される入力信号に応じて最適な直流レベルを
設定することにより、従来のように信号源の出力
バイアス抵抗器と信号結合回路の入力抵抗器で分
圧器を構成して入力信号の分圧歪が発生する如き
不都合を回避することが可能になる。よつて、接
地端以外の電位源に終端された出力バイアス抵抗
器を有し、直流レベルがシフトされた高速な信号
を発生するECL回路等の信号を正確に測定する
ことが出来る。
第１図は、本発明による受動10分の１減衰型信
号結合回路の好適実施例の回路図、第２図は、
ECL出力回路に本発明の信号結合回路を接続し
た際の一部分の回路構成を示す図、第３図は、第
２図の回路で観測される信号の一例を示す図、第
４図は、従来の受動プローブをECL出力回路に
接続した際の一部分の構成を示す回路図、第５図
は、第４図の回路で観測される信号の一例を示す
図である。 C1は高周波信号路、R1，R2，R4及びU1は反転
型増幅器、R1は入力抵抗器、R5，R6，R7，R8及
びU2は差動増幅器、１６はDCレベルシフト手段
である。
号結合回路の好適実施例の回路図、第２図は、
ECL出力回路に本発明の信号結合回路を接続し
た際の一部分の回路構成を示す図、第３図は、第
２図の回路で観測される信号の一例を示す図、第
４図は、従来の受動プローブをECL出力回路に
接続した際の一部分の構成を示す回路図、第５図
は、第４図の回路で観測される信号の一例を示す
図である。 C1は高周波信号路、R1，R2，R4及びU1は反転
型増幅器、R1は入力抵抗器、R5，R6，R7，R8及
びU2は差動増幅器、１６はDCレベルシフト手段
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 信号入力端及び信号出力端の間に接続された
コンデンサを含む高周波信号路と、 上記信号入力端と反転入力端間に接続された入
力抵抗器を含む反転型演算増幅器と、該反転型演
算増幅器の出力を一方の入力端に受け、出力端が
上記信号出力端に接続された差動増幅器とを含む
低周波信号路と、 上記反転型演算増幅器の非反転入力端及び上記
差動増幅器の他方の入力端に接続され、可変直流
電圧を発生するDCレベルシフト手段とを備える
ことを特徴とする広帯域信号結合回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US497917 | 1983-05-25 | ||
| US06/497,917 US4551636A (en) | 1983-05-25 | 1983-05-25 | Wide bandwidth signal coupling circuit having a variable voltage-level shift from input to output |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60132417A JPS60132417A (ja) | 1985-07-15 |
| JPH0510849B2 true JPH0510849B2 (ja) | 1993-02-10 |
Family
ID=23978862
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59106340A Granted JPS60132417A (ja) | 1983-05-25 | 1984-05-25 | 広帯域信号結合回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4551636A (ja) |
| EP (1) | EP0127347B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60132417A (ja) |
| CA (1) | CA1215439A (ja) |
| DE (1) | DE3484116D1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4737735A (en) * | 1986-07-25 | 1988-04-12 | Kampes Donald P | Phantom powered amplifier |
| US4857825A (en) * | 1988-09-16 | 1989-08-15 | Datatape, Inc. | Voltage controlled resistor |
| GB9317075D0 (en) * | 1993-08-17 | 1993-09-29 | Blomley Peter F | An improved amplifier |
| US5539354A (en) * | 1993-08-18 | 1996-07-23 | Carsten; Bruce W. | Integrator for inductive current sensor |
| WO1996010865A1 (en) * | 1994-10-03 | 1996-04-11 | Motorola Inc. | Method and apparatus for providing a low voltage level shift |
| US6087881A (en) * | 1998-07-23 | 2000-07-11 | International Business Machines Corporation | Integrated circuit dual level shift predrive circuit |
| US7256575B2 (en) * | 2004-06-01 | 2007-08-14 | Tektronix, Inc. | Wide bandwidth attenuator input circuit for a measurement probe |
| JP4668599B2 (ja) * | 2004-12-14 | 2011-04-13 | 岩通計測株式会社 | 広帯域オフセット回路 |
| JP2007201864A (ja) * | 2006-01-27 | 2007-08-09 | Yokogawa Electric Corp | レベルシフト回路 |
| JP4910520B2 (ja) * | 2006-07-07 | 2012-04-04 | 横河電機株式会社 | アクティブプローブ |
| US8129867B2 (en) * | 2008-06-27 | 2012-03-06 | National Instruments Corporation | RF AC/DC coupling circuit using general purpose solid-state relay |
| US8022730B2 (en) * | 2009-10-13 | 2011-09-20 | Himax Technologies Limited | Driving circuit with slew-rate enhancement circuit |
| CN102053177B (zh) * | 2009-11-10 | 2014-12-10 | 北京普源精电科技有限公司 | 一种有源差分电压探头 |
| US10528324B2 (en) * | 2016-10-19 | 2020-01-07 | Microsemi Storage Solutions, Inc. | Virtual hybrid for full duplex transmission |
| US10778089B2 (en) * | 2017-04-07 | 2020-09-15 | Texas Instruments Incorporated | Cascaded active electro-magnetic interference filter |
| US11601045B2 (en) | 2019-04-01 | 2023-03-07 | Texas Instruments Incorporated | Active electromagnetic interference filter with damping network |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2096775A (en) * | 1981-04-10 | 1982-10-20 | Tektronix Inc | Active voltage probe |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3393369A (en) * | 1965-10-22 | 1968-07-16 | Electronic Associates | Feedback limiter circuit having voltage gain amplifier |
| FR2112727A5 (ja) * | 1970-11-06 | 1972-06-23 | Sercel Rech Const Elect | |
| GB1390341A (en) * | 1971-03-12 | 1975-04-09 | Dolby Laboratories Inc | Signal compressors and expanders |
| US4011504A (en) * | 1975-06-12 | 1977-03-08 | Depillo Lawrence V | Solid state scale expanding circuit for electrical indicator devices |
| US4142110A (en) * | 1977-04-07 | 1979-02-27 | Fa. Weber Lichtsteuergerate Kg. | Circuit to eliminate DC bias |
| DE2810951C2 (de) * | 1978-03-14 | 1980-02-07 | Hewlett-Packard Gmbh, 7030 Boeblingen | Kompensationsschaltung für elektronische Meßgeräte |
-
1983
- 1983-05-25 US US06/497,917 patent/US4551636A/en not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-05-03 EP EP84302995A patent/EP0127347B1/en not_active Expired
- 1984-05-03 DE DE8484302995T patent/DE3484116D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1984-05-08 CA CA000453794A patent/CA1215439A/en not_active Expired
- 1984-05-25 JP JP59106340A patent/JPS60132417A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2096775A (en) * | 1981-04-10 | 1982-10-20 | Tektronix Inc | Active voltage probe |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0127347A2 (en) | 1984-12-05 |
| DE3484116D1 (de) | 1991-03-28 |
| CA1215439A (en) | 1986-12-16 |
| JPS60132417A (ja) | 1985-07-15 |
| EP0127347A3 (en) | 1986-04-16 |
| US4551636A (en) | 1985-11-05 |
| EP0127347B1 (en) | 1991-02-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |