JPS60132417A - 広帯域信号結合回路 - Google Patents
広帯域信号結合回路Info
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- JPS60132417A JPS60132417A JP59106340A JP10634084A JPS60132417A JP S60132417 A JPS60132417 A JP S60132417A JP 59106340 A JP59106340 A JP 59106340A JP 10634084 A JP10634084 A JP 10634084A JP S60132417 A JPS60132417 A JP S60132417A
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- Japan
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- signal
- input
- coupling circuit
- level
- frequency signal
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は広帯域信号結合回路、特に入出力端子間の直流
レベルが自由に可変できロジック回路の出力ブロービン
グ等に好適な信号結合回路に関する。
レベルが自由に可変できロジック回路の出力ブロービン
グ等に好適な信号結合回路に関する。
電気信号処理回路は、各ステージが他のステージに影響
を与えたり影響されたシすることなく、しかも信号忠実
度を悪化することなく所定の動作をするように相互接続
される複数ステージで一般的に接地されている。これら
ステージ間を相互接続する際に一般に生じる問題は、所
定接続点で信号やロジックレベルがＯボルト以外の静止
或は平均値を有することである。
を与えたり影響されたシすることなく、しかも信号忠実
度を悪化することなく所定の動作をするように相互接続
される複数ステージで一般的に接地されている。これら
ステージ間を相互接続する際に一般に生じる問題は、所
定接続点で信号やロジックレベルがＯボルト以外の静止
或は平均値を有することである。
回路ステージ間を相互接続する一般的な方法はコンデン
サやトランスを介して行うものであるが、直流成分も維
持したい場合にはこの方法は採用でき々い。直流情報が
必要な場合には、固定直流し。
サやトランスを介して行うものであるが、直流成分も維
持したい場合にはこの方法は採用でき々い。直流情報が
必要な場合には、固定直流し。
ベルシフトを行う為にツェナーダイオードや電池が使用
される場合もある。しかし、これらデバイスは入力信号
路に直列に不確定な抵抗成分を挿入するので、インピー
ダンス整合を困難にする。更に、これらデバイスに付随
する静電容量が伝送される信号の周波数帯域を制御根す
る作用をする。
される場合もある。しかし、これらデバイスは入力信号
路に直列に不確定な抵抗成分を挿入するので、インピー
ダンス整合を困難にする。更に、これらデバイスに付随
する静電容量が伝送される信号の周波数帯域を制御根す
る作用をする。
信号結合の他の方法としては抵抗分圧器を使用するもの
があるが、この場合には信号が減衰し、信号帯域幅も制
限され易いという問題がある。抵抗分圧器が受動減衰プ
ローブの一部である場合には、他の問題が明らかに々る
。例えばエミッタ結合ロジック（ＥＣＬ）の如きロジッ
ク・ファミリに対する負荷効果を検討してみよう。ＥＣ
Ｌロジックは一般にはＶｃｃ を接地した−５．２ボル
ト箱、源て動作する。Ｅ’ＣＬロジックでは高信号レベ
ルは約−０，８？ルト、低信号レベルは約−１，７ボル
トである。典型的なＥＣＬゲートの出力はＮＰＮエミッ
タフォロワ・トランジスタのエミッタであシ、そのコレ
クタは接地している。出力は普通約−２ボルトの負電源
に５０〜１（１０Ωの外部ゾルダウン抵抗器を介して引
張られている。ＥＣＬでは高速性を生命とするので、ロ
ジックゲート間の相互接続はしばしば伝送線であって、
ゾルダウン抵抗器は伝送線の終端抵抗器の作用をもする
。ＥＣＬロジック出力の測定に従来の５０００１０対１
の受動プローブを使用すると、プローブのｗ、地への５
００Ωの抵抗が被測定ロジックダートの出力終端抵抗器
と共に分圧器を構成する。
があるが、この場合には信号が減衰し、信号帯域幅も制
限され易いという問題がある。抵抗分圧器が受動減衰プ
ローブの一部である場合には、他の問題が明らかに々る
。例えばエミッタ結合ロジック（ＥＣＬ）の如きロジッ
ク・ファミリに対する負荷効果を検討してみよう。ＥＣ
Ｌロジックは一般にはＶｃｃ を接地した−５．２ボル
ト箱、源て動作する。Ｅ’ＣＬロジックでは高信号レベ
ルは約−０，８？ルト、低信号レベルは約−１，７ボル
トである。典型的なＥＣＬゲートの出力はＮＰＮエミッ
タフォロワ・トランジスタのエミッタであシ、そのコレ
クタは接地している。出力は普通約−２ボルトの負電源
に５０〜１（１０Ωの外部ゾルダウン抵抗器を介して引
張られている。ＥＣＬでは高速性を生命とするので、ロ
ジックゲート間の相互接続はしばしば伝送線であって、
ゾルダウン抵抗器は伝送線の終端抵抗器の作用をもする
。ＥＣＬロジック出力の測定に従来の５０００１０対１
の受動プローブを使用すると、プローブのｗ、地への５
００Ωの抵抗が被測定ロジックダートの出力終端抵抗器
と共に分圧器を構成する。
この分圧器は出力信号レベルを大幅に歪ませ、ロジック
ゲートの出力トランジスタのＤＣ動作点をシフトし、そ
してダートのノイズマージンを大幅に低減する。
ゲートの出力トランジスタのＤＣ動作点をシフトし、そ
してダートのノイズマージンを大幅に低減する。
本発明の目的の１つは広帯域且つ無減衰の信号結合回路
を提供することである◇ 本発明の他の目的は直流レベルが任意に可変できる広帯
域の信号結合回路を提供することである。
を提供することである◇ 本発明の他の目的は直流レベルが任意に可変できる広帯
域の信号結合回路を提供することである。
本発明の更に他の目的は高速ロジック回路のブロービン
グに特に好適な信号結合回路を提供することである。
グに特に好適な信号結合回路を提供することである。
本発明の別の目的は負荷効果及び波形歪を最少にする信
号結合回路を提供する仁とである。
号結合回路を提供する仁とである。
本発明の信号結合回路は広帯域信号伝送用に高周波及び
低周波信号路を別個に有し、低周波信号路には回路入力
へのＤｃ ｉｔ圧レベル又は入力信号の平均重圧レベル
をシフトする手段を含んでいる。
低周波信号路を別個に有し、低周波信号路には回路入力
へのＤｃ ｉｔ圧レベル又は入力信号の平均重圧レベル
をシフトする手段を含んでいる。
本発明の特徴の１つは、高周波及び低周波信号伝送路の
インピーダンス素子の値を、信号の忠実度を犠牲にした
り又は信号帯域幅を制限するととなく任意の入力及び用
カインピーダンス整合用に選択できることである。よっ
て、本発明の信号結合回路は＠種用途に適用できる。入
力インピーダンスは高周波の負荷インピーダンスと等し
くできるので、例えば５０Ω１＾号系に適用してもよい
。
インピーダンス素子の値を、信号の忠実度を犠牲にした
り又は信号帯域幅を制限するととなく任意の入力及び用
カインピーダンス整合用に選択できることである。よっ
て、本発明の信号結合回路は＠種用途に適用できる。入
力インピーダンスは高周波の負荷インピーダンスと等し
くできるので、例えば５０Ω１＾号系に適用してもよい
。
本発明の好適実施例では５００Ωの入力インピーダンス
、５０Ωの出力インピーダンス及び１．５ＧＨｚの帯域
＋ｆｆ４ ｔ−有する受！１ｉＩｌ型の１０対Ｊの減衰
プローブとしている。 Ｉ）Ｃレベルシフト手段を構成
する為に、１０対１の所望信号減衰を行なわせる為に直
列インピーダンスが必要であるが、プローブチップを介
してイｄ弓源に力えるレベルシフト市、圧はごく僅かの
減衰を受けるのみであって、回路の帯域幅を制限するこ
となく広範囲の可変ＤＣし村ルシフト電圧（ＤＣオフセ
ットと呼ぶこともある）が得られる。
、５０Ωの出力インピーダンス及び１．５ＧＨｚの帯域
＋ｆｆ４ ｔ−有する受！１ｉＩｌ型の１０対Ｊの減衰
プローブとしている。 Ｉ）Ｃレベルシフト手段を構成
する為に、１０対１の所望信号減衰を行なわせる為に直
列インピーダンスが必要であるが、プローブチップを介
してイｄ弓源に力えるレベルシフト市、圧はごく僅かの
減衰を受けるのみであって、回路の帯域幅を制限するこ
となく広範囲の可変ＤＣし村ルシフト電圧（ＤＣオフセ
ットと呼ぶこともある）が得られる。
本発明の好適実施例を含む高速プローブはＢＣＬ及び１
’ＴＬロジツク・システムに特に好適である。
’ＴＬロジツク・システムに特に好適である。
尚、本発明を一層よく理解するには、添付図を参照して
行う以下のｔ’Ｐ細欽明を読まれたい。
行う以下のｔ’Ｐ細欽明を読まれたい。
添伺図は本発明の好適一実施例による信号結合回路を示
し、高周波信号伝送路と低周波信号伝送路との双方が入
力端αＱと出力端（１９間に接続されている。電圧源（
ｅｇ）＜１４が入力端αりに接続されているが、これは
他の回路の出力、例えばオシ−ロスコープで観測される
テストポイントを代表するものである・従って、電圧発
生器ａ４の静止（ＤＣ） ＃ち平均重圧は一般には０が
ルト以外であり、例えばＥＣＬ回路の場合には０ホルト
以下の−１，７ヒルトである。
し、高周波信号伝送路と低周波信号伝送路との双方が入
力端αＱと出力端（１９間に接続されている。電圧源（
ｅｇ）＜１４が入力端αりに接続されているが、これは
他の回路の出力、例えばオシ−ロスコープで観測される
テストポイントを代表するものである・従って、電圧発
生器ａ４の静止（ＤＣ） ＃ち平均重圧は一般には０が
ルト以外であり、例えばＥＣＬ回路の場合には０ホルト
以下の−１，７ヒルトである。
高周波信号伝送路はコンデンサ自で構成する。
好ましくはＣＩに並列の低周波信号路は抵抗器Ｒ。
乃至Ｒ６を含む。抵抗器Ｒ２とＲ４とは能動素子として
増幅器Ｕ！を有する反転演算増幅器の帰還路に直列接続
される。増幅器Ｕ２と抵抗器Ｒ８乃至Ｒ８は差動増幅器
を構成する。Ｕ、とＵ２は電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）入力段を有して反転（−）及び非反転（＋）入力端
共に高入力インピーダンスの市販の演算増幅器であるの
が好ましい。負荷抵抗器Ｒ９を出力端０才と接地間に接
続する。
増幅器Ｕ！を有する反転演算増幅器の帰還路に直列接続
される。増幅器Ｕ２と抵抗器Ｒ８乃至Ｒ８は差動増幅器
を構成する。Ｕ、とＵ２は電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）入力段を有して反転（−）及び非反転（＋）入力端
共に高入力インピーダンスの市販の演算増幅器であるの
が好ましい。負荷抵抗器Ｒ９を出力端０才と接地間に接
続する。
Ｒ１、Ｒ４の接続点とＵｌの反転入力端間に抵抗器ＲＩ
Ｏを接続して信号源ＣＬ４からＵｌの入力の大きな浮遊
容Ｂによる高周波負荷をアイソレートする。ＲＩＱは１
０にΩ以上の十分高抵抗値を有し、Ｒ１の下端の大半の
負荷はＲ２となるようにする。よって、Ｒ２はｌｋΩ以
下の比較的低い値を有し、ＲＩＱによる負荷が実質的に
無視できるようにする。コンデンサＣ！がＵｌの出力か
らその反転入力へ接続され、低周波信号伝送路のステッ
プ応答が最大且つ制御できるようにする。コンデンサの
容量は安定性及び応答速度が設計上クリティカルである
使用する演算増幅器の種類に応じて選定する。
Ｏを接続して信号源ＣＬ４からＵｌの入力の大きな浮遊
容Ｂによる高周波負荷をアイソレートする。ＲＩＱは１
０にΩ以上の十分高抵抗値を有し、Ｒ１の下端の大半の
負荷はＲ２となるようにする。よって、Ｒ２はｌｋΩ以
下の比較的低い値を有し、ＲＩＱによる負荷が実質的に
無視できるようにする。コンデンサＣ！がＵｌの出力か
らその反転入力へ接続され、低周波信号伝送路のステッ
プ応答が最大且つ制御できるようにする。コンデンサの
容量は安定性及び応答速度が設計上クリティカルである
使用する演算増幅器の種類に応じて選定する。
コンデンサＣ３けＲ２とＲ４の接続点と接地間に接続し
て移相回路を構成してＵ２の有限の帯域幅による位相遅
れをＵｌによシ補償させ、即ち、Ｒ，の■１流をＲ３の
電流の位相遅れと等量だけ遅延させる。
て移相回路を構成してＵ２の有限の帯域幅による位相遅
れをＵｌによシ補償させ、即ち、Ｒ，の■１流をＲ３の
電流の位相遅れと等量だけ遅延させる。
更に説明すると、Ｒ２を通ってＵ２の出力から出力端子
ｃＬカへ伝達される電流が低周波信号伝送路の高周波応
答のロールオフにより入力信号に対して位相遅延を生じ
る場合がある。Ｕｌは入力信号電流とつシ合う電流を帰
還してＲ１とＲ２との接続点をダイナミンク的に「仮想
接地」とするよう動作するので、Ｃ３はＵ２の出力が応
答できるに丁度よい遅延を生じる。その結果、ｃｌから
Ｒ，へＲ＋ＣＩ接続点への電流のチェンジオーバーを滑
らかに行なわせる。
ｃＬカへ伝達される電流が低周波信号伝送路の高周波応
答のロールオフにより入力信号に対して位相遅延を生じ
る場合がある。Ｕｌは入力信号電流とつシ合う電流を帰
還してＲ１とＲ２との接続点をダイナミンク的に「仮想
接地」とするよう動作するので、Ｃ３はＵ２の出力が応
答できるに丁度よい遅延を生じる。その結果、ｃｌから
Ｒ，へＲ＋ＣＩ接続点への電流のチェンジオーバーを滑
らかに行なわせる。
もし移相補償回路網が不要の場合、例えば極めて低周波
の結合の場合には、Ｒ２とＲ４を１個の抵抗器に置換し
てもよい。入力端子０ＣＪとｎｌＣｍの接続点にはオプ
ションの入力直列抵抗器Ｒ１１を挿入して信号結合回路
が減衰を生じるようにしている。
の結合の場合には、Ｒ２とＲ４を１個の抵抗器に置換し
てもよい。入力端子０ＣＪとｎｌＣｍの接続点にはオプ
ションの入力直列抵抗器Ｒ１１を挿入して信号結合回路
が減衰を生じるようにしている。
所望正負電源±Ｖ間に接続したポテンショメータαＱは
、その摺動端子に可変レベルシフト電圧ｖ１を発生ずる
。レベルシフト電圧Ｖ、は演算増幅器Ｕ１の非反転入力
とＲ７の一端とに印加する。反転演算増幅器は非反転入
力に印加した電圧に反転入力を能動的にバランスさせる
特性を有するので、レベルシフトＴｌ電圧は演算増幅器
のヌル点、即ちＲ１とＲ２の接続点である［仮想接地」
点に伝達される（ ＵｌのＦＥＴ入力段によシ極めて高
入力インピーダンスであってＤｑ及び低周波においては
抵抗器Ｒ１０両端には電圧節、下が生じない点に注目さ
れたい。）。
、その摺動端子に可変レベルシフト電圧ｖ１を発生ずる
。レベルシフト電圧Ｖ、は演算増幅器Ｕ１の非反転入力
とＲ７の一端とに印加する。反転演算増幅器は非反転入
力に印加した電圧に反転入力を能動的にバランスさせる
特性を有するので、レベルシフトＴｌ電圧は演算増幅器
のヌル点、即ちＲ１とＲ２の接続点である［仮想接地」
点に伝達される（ ＵｌのＦＥＴ入力段によシ極めて高
入力インピーダンスであってＤｑ及び低周波においては
抵抗器Ｒ１０両端には電圧節、下が生じない点に注目さ
れたい。）。
このレベルシフト電圧を調整して信号源（１樽の静止（
ＤＣ）又は平均電圧とバランスするようにし、このバラ
ンスが得られると、Ｒ１には電流が流れず、またこの状
態下では帰還抵抗器Ｒ２＋ １４にも電流は流れない。
ＤＣ）又は平均電圧とバランスするようにし、このバラ
ンスが得られると、Ｒ１には電流が流れず、またこの状
態下では帰還抵抗器Ｒ２＋ １４にも電流は流れない。
そこで、レベルシフト電圧Ｖ！はＲ４とＲ５の接続点に
印加され、これはＲ７の一端に印加もされた■１とつシ
合うので差動増幅器Ｕ２からの出力電圧ｖ２はＲｌｉ乃
至Ｒ８の抵抗値を適当に選定することにより０デルトに
なる。一般に、同相信号除去の為に対称性を維持すると
、これら抵抗値の比は増幅器の両側で等しくなけｉｔば
ならない。よって、もしＲｌｉとＲ６七が等しい値であ
って利得を１にするにはＮＲ７とＲ８とも等しくするべ
きである。
印加され、これはＲ７の一端に印加もされた■１とつシ
合うので差動増幅器Ｕ２からの出力電圧ｖ２はＲｌｉ乃
至Ｒ８の抵抗値を適当に選定することにより０デルトに
なる。一般に、同相信号除去の為に対称性を維持すると
、これら抵抗値の比は増幅器の両側で等しくなけｉｔば
ならない。よって、もしＲｌｉとＲ６七が等しい値であ
って利得を１にするにはＮＲ７とＲ８とも等しくするべ
きである。
好適実施例では、４個の抵抗器Ｒ，乃至Ｒ８はすべて等
しい。
しい。
次に、このし村ルシフト機能を用いて、オシロスコープ
の入力に０ボルト以外の静止ＤＣＮ：圧レベルを有する
入力信号を結合するやυ方を説明する。
の入力に０ボルト以外の静止ＤＣＮ：圧レベルを有する
入力信号を結合するやυ方を説明する。
接地基準のオシロスコープのトレースがスクリーン中央
に表示さｉするオシロスコープの入力と信号源間に本発
明の好適実施例を含む受動信号取込み：／” １１−−
フを１差、エンしＪる。接Ｊｔｌｘ ηｆ、位Ｊ、：
ｉ Ｍ ノイｒ１１！Ｊ Ｍ静止ＤＣＷ圧しベルはこの
ＤＣ電圧で決まる凰だけスクリーン中央から離れた位置
へトレースが飛ぶ。そこでポテンショメータαＱを調整
してトレースがスクリーン中央へ戻るように調整する。
に表示さｉするオシロスコープの入力と信号源間に本発
明の好適実施例を含む受動信号取込み：／” １１−−
フを１差、エンしＪる。接Ｊｔｌｘ ηｆ、位Ｊ、：
ｉ Ｍ ノイｒ１１！Ｊ Ｍ静止ＤＣＷ圧しベルはこの
ＤＣ電圧で決まる凰だけスクリーン中央から離れた位置
へトレースが飛ぶ。そこでポテンショメータαＱを調整
してトレースがスクリーン中央へ戻るように調整する。
即ち、電圧ｖｌの値は信号源ＤＣレベルとマツチする値
としてＵ２を０ボルトとする〇 ここに提案した実施例は５０００Å力、５０Ω出力イン
ピーダンスで帯域幅１．５ ＧＨｚの受動１０対１（’
Ａｏ ）減衰プローブである。Ｒ１１とＲ，の抵抗値は
夫々４５０Ω、！： ５０Ωであり、これによシ入カイ
ンピーダンスを５００オームとすると共に分圧比を珂ｏ
にする。５０Ωの出力インピーダンスはｃｌとＲ３の接
続点である出力端子ｏカに５０Ωの同軸ケーブルを接続
することにより得られる。尚Ｒ９は同軸ケーブル伝送線
の入力端終端として接続した５０Ωの抵抗器である。Ｒ
５乃至Ｒ，は夫々１０ ｋΩの抵抗値を有し、Ｒ３は１
にΩである。高周波信号路（Ｃ１）を通る信号に対して
は、Ｒ３はＲ９と並列接続さ門ので、負荷抵抗器より相
当大きい値に選択する必要がある。低周波信号路のＲ３
とＲ９とによる信号減衰は、Ｕｌの利得（実際には（Ｒ
２＋、 Ｒ４）／ＲＩ ）を上記信号減衰に対応する値
に選定することによυ相殺できるが、この場合Ｕ２の利
イｑは１と仮定する。
としてＵ２を０ボルトとする〇 ここに提案した実施例は５０００Å力、５０Ω出力イン
ピーダンスで帯域幅１．５ ＧＨｚの受動１０対１（’
Ａｏ ）減衰プローブである。Ｒ１１とＲ，の抵抗値は
夫々４５０Ω、！： ５０Ωであり、これによシ入カイ
ンピーダンスを５００オームとすると共に分圧比を珂ｏ
にする。５０Ωの出力インピーダンスはｃｌとＲ３の接
続点である出力端子ｏカに５０Ωの同軸ケーブルを接続
することにより得られる。尚Ｒ９は同軸ケーブル伝送線
の入力端終端として接続した５０Ωの抵抗器である。Ｒ
５乃至Ｒ，は夫々１０ ｋΩの抵抗値を有し、Ｒ３は１
にΩである。高周波信号路（Ｃ１）を通る信号に対して
は、Ｒ３はＲ９と並列接続さ門ので、負荷抵抗器より相
当大きい値に選択する必要がある。低周波信号路のＲ３
とＲ９とによる信号減衰は、Ｕｌの利得（実際には（Ｒ
２＋、 Ｒ４）／ＲＩ ）を上記信号減衰に対応する値
に選定することによυ相殺できるが、この場合Ｕ２の利
イｑは１と仮定する。
も１〜１以外であｉＬばＵ、とＵｚの総合利得をＲ３と
Ｒ９の減衰比の逆数に選定する。レベルシフト演算増幅
器（ＵｚとＲ３−Ｒ，を含む関連回路）及び…力差動増
幅器（Ｕｚと伺慝素子を含む）を含む低周波信号路の総
冶利得は１であって、信号槙失は生じないようにしてい
る。ＣＩは約１μＦの大きさを有する。Ｒ２＋ １４−
Ｒｔｏ 、Ｃ２及びＣ３の値は正しい利得、ステップ
応答を生じるよう選定し、１．５ ＧＨｚの略全周波数
レンジにわたシ略平坦な総合周波数利得が得られるよう
にする。本発明によシ得られるレベルシフトの大きさは
約±５ボルトである。
Ｒ９の減衰比の逆数に選定する。レベルシフト演算増幅
器（ＵｚとＲ３−Ｒ，を含む関連回路）及び…力差動増
幅器（Ｕｚと伺慝素子を含む）を含む低周波信号路の総
冶利得は１であって、信号槙失は生じないようにしてい
る。ＣＩは約１μＦの大きさを有する。Ｒ２＋ １４−
Ｒｔｏ 、Ｃ２及びＣ３の値は正しい利得、ステップ
応答を生じるよう選定し、１．５ ＧＨｚの略全周波数
レンジにわたシ略平坦な総合周波数利得が得られるよう
にする。本発明によシ得られるレベルシフトの大きさは
約±５ボルトである。
以上本発明の信号結合回路を好適実施例につき説明した
が、本発明は何ら係る実施例のみに限定するものではな
く特定用途に応じて種々の変更変形が可能であること当
業者には理解できよう０例えば、入力結合抵抗器Ｒ１１
を使用することなく、無減衰の広帯域信号結合回路を得
ることも可能である。また、レベルシフト量は複数ポテ
ンショメータの固定出力、或はマイクロプロセッサのデ
ジタル出力をアナログ変換する等によシ１以上の予定値
（例えばＥＣＬ 、 ＴＴＬ 、 ０ＭＯ８等）に設定
してもよい。
が、本発明は何ら係る実施例のみに限定するものではな
く特定用途に応じて種々の変更変形が可能であること当
業者には理解できよう０例えば、入力結合抵抗器Ｒ１１
を使用することなく、無減衰の広帯域信号結合回路を得
ることも可能である。また、レベルシフト量は複数ポテ
ンショメータの固定出力、或はマイクロプロセッサのデ
ジタル出力をアナログ変換する等によシ１以上の予定値
（例えばＥＣＬ 、 ＴＴＬ 、 ０ＭＯ８等）に設定
してもよい。
以上説明した通り、本発明の信号結合回路によると、高
周波信号路と低周波信号路とを別個に設け、低周波信号
路に可変ＤＣレベルシフト手段を設けている。よって、
広帯域信号を入力端から出力端へ伝達でき、ＤＣレベル
シフト手段が信号結合に全く悪影響を生じない。また、
低周波信号路のＵ。
周波信号路と低周波信号路とを別個に設け、低周波信号
路に可変ＤＣレベルシフト手段を設けている。よって、
広帯域信号を入力端から出力端へ伝達でき、ＤＣレベル
シフト手段が信号結合に全く悪影響を生じない。また、
低周波信号路のＵ。
の反転入力端子、従って無信号時の入力端子電圧は入力
信号の静止ＤＣレベル又は平均電圧に調整できるので被
測定信号源に対する信号歪を最少にすることができる。
信号の静止ＤＣレベル又は平均電圧に調整できるので被
測定信号源に対する信号歪を最少にすることができる。
更に、信号路に直列にＤＣレベル可変手段が挿入されな
いのでＤＣレベルシフトによる信号結合回路の入力又は
出力インピーダンスの変化は実質的に生じ外いのみなら
ず、信号歪を生じることがなく、レベルシフトの範囲は
非常に広範囲に亘り連続的に或は所定値に設定できる。
いのでＤＣレベルシフトによる信号結合回路の入力又は
出力インピーダンスの変化は実質的に生じ外いのみなら
ず、信号歪を生じることがなく、レベルシフトの範囲は
非常に広範囲に亘り連続的に或は所定値に設定できる。
更にまた、入力端と入力信号源との間に直列抵抗器を介
挿することにより、信号結合回路の入力インピーダンス
を増加して負荷効果を軽減すると共に、広帯域にわたシ
入力信号を一定の減衰をして出力端に結合することも可
能である。
挿することにより、信号結合回路の入力インピーダンス
を増加して負荷効果を軽減すると共に、広帯域にわたシ
入力信号を一定の減衰をして出力端に結合することも可
能である。
図は本発明による受動Ｖ１ｏ減衰型の信号結合回路の好
適一実施例の回路図である。 Ｃ１は高周波信号路、ＵＩｒ Ｕｚ ＊ Ｒ１−Ｒ６は
低周波信号路、α→は入力信号源、ＱＱはＤＣレベルシ
フト手段である。
適一実施例の回路図である。 Ｃ１は高周波信号路、ＵＩｒ Ｕｚ ＊ Ｒ１−Ｒ６は
低周波信号路、α→は入力信号源、ＱＱはＤＣレベルシ
フト手段である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ｌ、 入出力端間に直列接続された高周波信号路と、該
高周波信号路に並列胸係で接続された低周波信号路と、
該低周波信号路に接続され上記入力端の直流レベルを調
整し得るＤＣレベルシフト手段とを具える広帯域信号結
合回路。 ２、上記入力端には直列抵抗器を介して入力信号源を接
続し入力インピーダンスを増加すると共に所望信号減衰
度が得られるようにした特許請求の範囲第１項記載の広
帯域信号結合回路。
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