JP2008014846A - アクティブプローブ - Google Patents
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Abstract
【課題】 高周波域でも測定対象に大きな負荷がかからず、プローブヘッド部を小型化でき、広帯域バッファなしの構成も可能なアクティブプローブを実現することを目的とする。
【解決手段】 入力ピン１０からの入力信号は入力抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して、低周波域ではトランスコンダクタンスアンプ２によって信号が伝達される。トランスコンダクタンスアンプ２の電流出力は同軸ケーブル３を伝達し、負荷であるオシロスコープの入力抵抗50Ωで電圧に変換される。高周波域では、トランスコンダクタンスアンプ２はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなるが、コンデンサC1を通って信号がオシロスコープ入力に伝わる。
【選択図】 図１
【解決手段】 入力ピン１０からの入力信号は入力抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して、低周波域ではトランスコンダクタンスアンプ２によって信号が伝達される。トランスコンダクタンスアンプ２の電流出力は同軸ケーブル３を伝達し、負荷であるオシロスコープの入力抵抗50Ωで電圧に変換される。高周波域では、トランスコンダクタンスアンプ２はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなるが、コンデンサC1を通って信号がオシロスコープ入力に伝わる。
【選択図】 図１
Description
本発明は、オシロスコープで波形観測等を行う際に必要なプローブに関するもので、特に広帯域アクティブプローブに関する。
従来の抵抗プローブの構成例を図９に示す。図９において、抵抗R83、同軸ケーブル３及びオシロスコープの入力抵抗ＲＴが直列となるように接続される。この場合、ＤＣ〜高周波までRT/(R83+RT)で分圧された電圧信号が同軸ケーブル３を介してオシロスコープの入力（入力抵抗ＲＴ）に伝達される。
従来のアクティブプローブの第１の構成例を図１０に示す。図１０において、入力電圧は抵抗R81、コンデンサC81からなる並列回路と抵抗R82、コンデンサC82からなる並列回路によって分圧され、その分圧された信号が広帯域バッファ９１に入力されてインピーダンス変換され、その出力信号は同軸ケーブル３を経由して入力抵抗ＲＴを有するオシロスコープの入力に伝達される。入力電圧の低周波域はR82/(R81+R82)で分圧され、高周波域は(1/C82)/(1/C81+1/C82)で分圧される。これらの分圧比は一般にR82/(R81+R82)= (1/C82)/(1/C81+1/C82)と等しいので、DCから高周波域まで一定のゲインを持たせることができる。
従来のアクティブプローブの第２の構成例を図１１に示す。図１１において、入力信号は抵抗R84，R85，インピーダンス線路９２及び抵抗R86からなる直列回路に印加される。抵抗R85と並列にコンデンサC83が接続し、抵抗R86と並列にコンデンサC84及び抵抗R87からなる直列回路が接続する。入力電圧の低周波域はR86/(R84+R85+R86)で分圧され、高周波域はC83とC84のインピーダンスが小さくなるため、R87/(R84+R87)で分圧される。分圧比は一般にR86/(R84+R85+R86)= R87/(R84+R87)で、DCから高周波域まで一定のゲインを持つように設計される。分圧された信号は広帯域バッファ９３に入力されてインピーダンス変換され、その出力信号は同軸ケーブル３を通してオシロスコープの入力（ＲＴ）に伝達される。特性インピーダンスがR87と等しいインピーダンス線路９２で広帯域バッファ９３と分離できるので、ヘッド部分を小さくすることができる。
従来のアクティブプローブの第３の構成例で、図１０のアクティブプローブを差動構成とした場合を図１２に示す。図１２において、差動信号では入力（＋）と入力（−）は振幅が同じで位相が反転しているので、ここでは入力（＋）のみに注目する。図１０の場合と同様に入力電圧の低周波域はR821/(R811+R821)で分圧され、高周波域は(1/C821)/(1/C811+1/C821)で分圧される。これらの分圧比の間には一般にR821/(R811+R821)= (1/C821)/(1/C811+1/C821)の関係があるので、ＤＣから高周波域まで一定のゲインを持つ。分圧された信号が広帯域差動アンプ９４に入力されてインピーダンス変換され、その出力信号は同軸ケーブル３を通してオシロスコープの入力（ＲＴ）に伝達される。
アクティブプローブに関連する先行技術文献としては次のようなものがある。
しかし、図９に示す従来例では一般にR83の抵抗値は450Ω又は950Ωと小さいため、高周波域だけでなく、ＤＣから低周波域でも入力インピーダンスが低くなってしまうので、ＤＣから低周波域で負荷が大きくなってしまうという問題がある。
また、図１０及び図１２に示す従来例では図１３に示すように、入力信号の周波数が非常に高くなってくるとプローブの入力インピーダンスが小さくなり、最終的にはほぼゼロ近くになってしまう。このため、測定対象に大きな負荷がかかり、正しく波形観測できない場合がある。
また、アクティブプローブの先端部で抵抗やコンデンサ等からなる入力の減衰器と広帯域バッファを切り離すことが出来ないので、ヘッド部が大きくなってしまうという問題がある。
また、図１１に示す従来例では上記従来例の欠点は改善されているが、広帯域バッファが必要になり、コストアップとなるという問題がある。
また、先端部にR84,R85,C83で構成される回路が必要となり、この回路によって寄生容量の影響を受けるという問題がある。
本発明はこのような課題を解決しようとするもので、高周波域でも測定対象に大きな負荷がかからず、プローブヘッド部を小型化でき、広帯域バッファなしの構成も可能なアクティブプローブを実現することを目的とする。
また、図１０及び図１２に示す従来例では図１３に示すように、入力信号の周波数が非常に高くなってくるとプローブの入力インピーダンスが小さくなり、最終的にはほぼゼロ近くになってしまう。このため、測定対象に大きな負荷がかかり、正しく波形観測できない場合がある。
また、アクティブプローブの先端部で抵抗やコンデンサ等からなる入力の減衰器と広帯域バッファを切り離すことが出来ないので、ヘッド部が大きくなってしまうという問題がある。
また、図１１に示す従来例では上記従来例の欠点は改善されているが、広帯域バッファが必要になり、コストアップとなるという問題がある。
また、先端部にR84,R85,C83で構成される回路が必要となり、この回路によって寄生容量の影響を受けるという問題がある。
本発明はこのような課題を解決しようとするもので、高周波域でも測定対象に大きな負荷がかからず、プローブヘッド部を小型化でき、広帯域バッファなしの構成も可能なアクティブプローブを実現することを目的とする。
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
前記被測定回路からの信号が入力される抵抗手段と、
該抵抗手段の出力信号が入力される第１の伝送線路と、
該第１の伝送線路の出力信号が入力される増幅器と、
前記第１の伝送線路の出力信号が入力されるコンデンサと、
前記増幅器と前記コンデンサの出力を前記測定器に伝達する第２の伝送線路と
を備えたことを特徴とする。
被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
前記被測定回路からの信号が入力される抵抗手段と、
該抵抗手段の出力信号が入力される第１の伝送線路と、
該第１の伝送線路の出力信号が入力される増幅器と、
前記第１の伝送線路の出力信号が入力されるコンデンサと、
前記増幅器と前記コンデンサの出力を前記測定器に伝達する第２の伝送線路と
を備えたことを特徴とする。
請求項２記載の発明は、
請求項１記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記増幅器として電流出力アンプを備えたことを特徴とする。
請求項１記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記増幅器として電流出力アンプを備えたことを特徴とする。
請求項３記載の発明は、
請求項１記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記増幅器として電圧出力アンプを備えるとともに、
該電圧出力アンプの出力と前記コンデンサの出力が入力され前記第２の伝送線路に出力する広帯域バッファを備えたことを特徴とする。
請求項１記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記増幅器として電圧出力アンプを備えるとともに、
該電圧出力アンプの出力と前記コンデンサの出力が入力され前記第２の伝送線路に出力する広帯域バッファを備えたことを特徴とする。
請求項４記載の発明は、
請求項１、２又は３記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記第１の伝送線路の出力を抵抗分圧する分圧回路を備え、
該分圧回路の分圧出力が前記増幅器に入力されることを特徴とする。
請求項１、２又は３記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記第１の伝送線路の出力を抵抗分圧する分圧回路を備え、
該分圧回路の分圧出力が前記増幅器に入力されることを特徴とする。
請求項５記載の発明は、
請求項１、２又は３記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記抵抗手段の出力を抵抗分圧する分圧回路を備え、
該分圧回路の分圧出力が前記増幅器に入力されることを特徴とする。
請求項１、２又は３記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記抵抗手段の出力を抵抗分圧する分圧回路を備え、
該分圧回路の分圧出力が前記増幅器に入力されることを特徴とする。
請求項６記載の発明は、
被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
被測定回路からの信号がそれぞれ入力される第１及び第２の抵抗手段と、
該第１及び第２の抵抗手段の出力信号がそれぞれ入力される正入力側及び負入力側の第１の伝送線路と、
該正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力信号がそれぞれ入力される第１及び第２の増幅器と、
前記正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力信号がそれぞれ入力される第１及び第２のコンデンサと、
前記第１の増幅器及び前記第１のコンデンサの出力を非反転入力とし前記第２の増幅器及び前記第２のコンデンサの出力を反転入力とする広帯域差動アンプと、
該広帯域差動アンプの出力を前記測定器に伝達する第２の伝送線路と
を備えたことを特徴とする。
被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
被測定回路からの信号がそれぞれ入力される第１及び第２の抵抗手段と、
該第１及び第２の抵抗手段の出力信号がそれぞれ入力される正入力側及び負入力側の第１の伝送線路と、
該正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力信号がそれぞれ入力される第１及び第２の増幅器と、
前記正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力信号がそれぞれ入力される第１及び第２のコンデンサと、
前記第１の増幅器及び前記第１のコンデンサの出力を非反転入力とし前記第２の増幅器及び前記第２のコンデンサの出力を反転入力とする広帯域差動アンプと、
該広帯域差動アンプの出力を前記測定器に伝達する第２の伝送線路と
を備えたことを特徴とする。
請求項７記載の発明は、
請求項６記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力をそれぞれ抵抗分圧する第１及び第２の分圧回路を備え、
該第１及び第２の分圧回路の分圧出力が前記第１及び第２の増幅器にそれぞれ入力されることを特徴とする。
請求項６記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力をそれぞれ抵抗分圧する第１及び第２の分圧回路を備え、
該第１及び第２の分圧回路の分圧出力が前記第１及び第２の増幅器にそれぞれ入力されることを特徴とする。
請求項８記載の発明は、
請求項６記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記第１及び第２の抵抗手段の出力をそれぞれ抵抗分圧する第１及び第２の分圧回路を備え、
該第１及び第２の分圧回路の分圧出力が前記第１及び第２の増幅器にそれぞれ入力されることを特徴とする。
請求項６記載の発明であるアクティブプローブにおいて、
前記第１及び第２の抵抗手段の出力をそれぞれ抵抗分圧する第１及び第２の分圧回路を備え、
該第１及び第２の分圧回路の分圧出力が前記第１及び第２の増幅器にそれぞれ入力されることを特徴とする。
以上述べたように、本発明によれば、被測定回路からの入力信号を、抵抗及び第１の伝送線路を経由して低周波域を通過させる回路と、高周波域を通過させる回路を設け、両者の出力を第２の伝送線路経由でオシロスコープ等の測定器に入力することにより、高周波域でも入力インピーダンスが小さくならず、プローブヘッド部を小型化でき、広帯域バッファなしの構成も可能なアクティブプローブを実現することができる。
以下本発明につき図面を用いて詳細に説明する。
図１は本発明に係るアクティブプローブを示す構成回路図である。
図１において、１０はプローブを構成する入力ピン、Ｒ１は入力ピン１０近傍に配置し測定対象となる被測定回路８からの入力信号を一端に入力する抵抗、１はこの抵抗Ｒ１の他端がその一端に接続する第１の伝送線路を構成するインピーダンス線路、２はこのインピーダンス線路１の他端がその入力に接続する電流出力のトランスコンダクタンスアンプ、Ｃ１はインピーダンス線路１の他端がその一端に接続するコンデンサ、３はトランスコンダクタンスアンプ２の出力端子及びコンデンサＣ１の他端がその一端に接続しその他端がオシロスコープ入力７の入力端子に接続する第２の伝送線路を構成する同軸ケーブルである。インピーダンス線路１及び同軸ケーブル３は測定器の入力抵抗RTに整合した特性インピーダンスを持つ伝送路を構成する。入力ピン１０及び抵抗R1はプローブヘッド部（以下ヘッド部という）５を構成し、コンデンサC1、トランスコンダクタンスアンプ２は増幅部６を構成する。
具体例として、R1=450Ω、C1=220pF、RT=50Ωの場合を図１に示した。
図１は本発明に係るアクティブプローブを示す構成回路図である。
図１において、１０はプローブを構成する入力ピン、Ｒ１は入力ピン１０近傍に配置し測定対象となる被測定回路８からの入力信号を一端に入力する抵抗、１はこの抵抗Ｒ１の他端がその一端に接続する第１の伝送線路を構成するインピーダンス線路、２はこのインピーダンス線路１の他端がその入力に接続する電流出力のトランスコンダクタンスアンプ、Ｃ１はインピーダンス線路１の他端がその一端に接続するコンデンサ、３はトランスコンダクタンスアンプ２の出力端子及びコンデンサＣ１の他端がその一端に接続しその他端がオシロスコープ入力７の入力端子に接続する第２の伝送線路を構成する同軸ケーブルである。インピーダンス線路１及び同軸ケーブル３は測定器の入力抵抗RTに整合した特性インピーダンスを持つ伝送路を構成する。入力ピン１０及び抵抗R1はプローブヘッド部（以下ヘッド部という）５を構成し、コンデンサC1、トランスコンダクタンスアンプ２は増幅部６を構成する。
具体例として、R1=450Ω、C1=220pF、RT=50Ωの場合を図１に示した。
図１のアクティブプローブの動作を以下に示す。
被測定回路８の信号は入力ピン１０を介してヘッド部５に伝えられ、インピーダンス線路１を経由して増幅部６に伝えられ、同軸ケーブル３を介してオシロスコープ入力７に伝えられる。入力ピン１０を介して入力した信号は抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して、低周波域ではトランスコンダクタンスアンプ２によって信号が伝達される。トランスコンダクタンスアンプ２の電流出力は同軸ケーブル３を伝達し、負荷であるオシロスコープの入力抵抗50Ωで電圧に変換される。高周波域では、トランスコンダクタンスアンプ２はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなる。そのかわりコンデンサC1を通って信号がオシロスコープ入力に伝わる。
被測定回路８の信号は入力ピン１０を介してヘッド部５に伝えられ、インピーダンス線路１を経由して増幅部６に伝えられ、同軸ケーブル３を介してオシロスコープ入力７に伝えられる。入力ピン１０を介して入力した信号は抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して、低周波域ではトランスコンダクタンスアンプ２によって信号が伝達される。トランスコンダクタンスアンプ２の電流出力は同軸ケーブル３を伝達し、負荷であるオシロスコープの入力抵抗50Ωで電圧に変換される。高周波域では、トランスコンダクタンスアンプ２はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなる。そのかわりコンデンサC1を通って信号がオシロスコープ入力に伝わる。
このとき、 (入力部)抵抗をR1、トランスコンダクタンスアンプ２の入力抵抗をRi、トランスコンダクタンスをgm、測定器の入力抵抗をRTとすると、低周波成分に対する分圧比は次式で表される。
分圧比＝Ri/(R1+Ri) * gm * RT （１）
また、高周波成分に対する分圧比は次式で表される。
分圧比＝(RT*Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1) （２）
ここで、上記の低周波成分に対する分圧比と高周波成分に対する分圧比が等しくなるようにトランスコンダクタンスアンプのgmを設定する。このときのgmは
分圧比＝ Ri/(R1+Ri) * gm * RT = (RT*Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1)（３）
より
gm = (R1+Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1) （４）
となる。この結果、入力ピン１０からの入力信号は低域から高域まで一定のゲインで測定器の入力部７に伝達される。
分圧比＝Ri/(R1+Ri) * gm * RT （１）
また、高周波成分に対する分圧比は次式で表される。
分圧比＝(RT*Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1) （２）
ここで、上記の低周波成分に対する分圧比と高周波成分に対する分圧比が等しくなるようにトランスコンダクタンスアンプのgmを設定する。このときのgmは
分圧比＝ Ri/(R1+Ri) * gm * RT = (RT*Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1)（３）
より
gm = (R1+Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1) （４）
となる。この結果、入力ピン１０からの入力信号は低域から高域まで一定のゲインで測定器の入力部７に伝達される。
上記図１の回路では、図２に示すように、アクティブプローブの入力インピーダンスは低周波域では比較的大きい抵抗値R1+Riを示し、周波数が高くなっても500Ωまでしか小さくならない。したがって、高周波域での測定対象の回路に負荷をあまりかけないで波形観測することが出来る。
また、入力端についている450Ωの抵抗R1だけは先端側のインピーダンス線路１の同軸ケーブルによって広帯域トランスコンダクタンスアンプ２から離すことが出来るのでヘッド部５を小さくすることができるので、被測定回路８に接続しやすくなるとともに、寄生容量の影響を受けにくくすることができる。
また、広帯域バッファではなく、比較的高速動作を要しないトランスコンダクタンスアンプで実現可能なので、増幅部６の設計が容易というメリットがある。
また、入力端についている450Ωの抵抗R1だけは先端側のインピーダンス線路１の同軸ケーブルによって広帯域トランスコンダクタンスアンプ２から離すことが出来るのでヘッド部５を小さくすることができるので、被測定回路８に接続しやすくなるとともに、寄生容量の影響を受けにくくすることができる。
また、広帯域バッファではなく、比較的高速動作を要しないトランスコンダクタンスアンプで実現可能なので、増幅部６の設計が容易というメリットがある。
なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点を抵抗R1直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。
また、直接測定器に接続せず、別の増幅器を経由してもよい。
また、プローブに入力ピンでなく、はんだ付け用アダプタを設けてもよい。
また、抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点を抵抗R1直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。
また、直接測定器に接続せず、別の増幅器を経由してもよい。
また、プローブに入力ピンでなく、はんだ付け用アダプタを設けてもよい。
図３は図１のアクティブプローブの変形例で、分圧器を用いるものを示す構成回路図である。図３において、図１と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６において、R2およびR3はインピーダンス線路１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R2及びR3の接続点がトランスコンダクタンスアンプ２の入力に接続する。C2は抵抗R3と並列に接続する高周波カット用のコンデンサである。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とgmが上記条件を満たすように構成する。具体例として、R2=85.55kΩ、R3=10kΩ、C2=1.6pF、gm=0.02の場合を示した。図１の場合について前述した効果は図３の場合にも適用できる。
なお、図３の構成において抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点（抵抗R2の一端）を抵抗R1直後(インピーダンス線路のR1側)としてもよい。
増幅部６において、R2およびR3はインピーダンス線路１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R2及びR3の接続点がトランスコンダクタンスアンプ２の入力に接続する。C2は抵抗R3と並列に接続する高周波カット用のコンデンサである。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とgmが上記条件を満たすように構成する。具体例として、R2=85.55kΩ、R3=10kΩ、C2=1.6pF、gm=0.02の場合を示した。図１の場合について前述した効果は図３の場合にも適用できる。
なお、図３の構成において抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点（抵抗R2の一端）を抵抗R1直後(インピーダンス線路のR1側)としてもよい。
図４は本発明に係るアクティブプローブの第２の実施例で、電圧出力アンプを用いたものを示す構成回路図である。図４において、図１と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６において、２０はインピーダンス線路１の他端がその入力に接続する電圧出力アンプ、R4は電圧出力アンプ２０の出力端子がその一端に接続する高周波終端抵抗、４はコンデンサＣ１の他端及び抵抗R4の他端がその入力に接続する広帯域バッファ、R5はその一端に広帯域バッファ４の出力が接続しその他端に同軸ケーブル３が接続する抵抗である。インピーダンス線路１の特性インピーダンスは、R4の抵抗値と整合するように管理されている。抵抗R5の値と伝送線路３の特性インピーダンスはオシロスコープの入力抵抗RTに整合している。具体例として、R4= R5= RT=50Ω、C1=220pF、RT=50Ωの場合を図４に示した。
増幅部６において、２０はインピーダンス線路１の他端がその入力に接続する電圧出力アンプ、R4は電圧出力アンプ２０の出力端子がその一端に接続する高周波終端抵抗、４はコンデンサＣ１の他端及び抵抗R4の他端がその入力に接続する広帯域バッファ、R5はその一端に広帯域バッファ４の出力が接続しその他端に同軸ケーブル３が接続する抵抗である。インピーダンス線路１の特性インピーダンスは、R4の抵抗値と整合するように管理されている。抵抗R5の値と伝送線路３の特性インピーダンスはオシロスコープの入力抵抗RTに整合している。具体例として、R4= R5= RT=50Ω、C1=220pF、RT=50Ωの場合を図４に示した。
図４のアクティブプローブの動作を以下に示す。
入力ピン１０からの入力信号は抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して増幅部６に伝わり、低周波域では電圧出力アンプ２０によって信号が伝達される。電圧出力アンプ２０の電圧出力は抵抗R4を介して広帯域バッファ４に伝わる。高周波域では、電圧出力アンプ２０はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなる。そのかわりコンデンサC1を通って信号が広帯域バッファ４に伝わる。広帯域バッファ４の出力信号は抵抗R5、同軸ケーブル３を経由して負荷であるオシロスコープ入力部７に入り、入力抵抗50Ωで電圧に変換される。
入力ピン１０からの入力信号は抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して増幅部６に伝わり、低周波域では電圧出力アンプ２０によって信号が伝達される。電圧出力アンプ２０の電圧出力は抵抗R4を介して広帯域バッファ４に伝わる。高周波域では、電圧出力アンプ２０はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなる。そのかわりコンデンサC1を通って信号が広帯域バッファ４に伝わる。広帯域バッファ４の出力信号は抵抗R5、同軸ケーブル３を経由して負荷であるオシロスコープ入力部７に入り、入力抵抗50Ωで電圧に変換される。
このとき、 (入力部)抵抗をR1、電圧出力アンプ２０の入力抵抗をRi、ゲインをA、電圧出力アンプ２０の出力に接続する抵抗をR4とすると、低周波成分に対する分圧比は次式で表される。
Ri/(Ri+R1) * A （５）
また、高周波成分に対する分圧比は次式で表される。
(Ri*R4)/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （６）
ここで、上記の低周波成分に対する分圧比と高周波成分に対する分圧比が等しくなるように電圧出力アンプ２０のゲインAを設定する。すなわち
Ri/(Ri+R1) * A＝(Ri*R4)/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （７）
より
A = (Ri+R1)*R4/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （８）
となる。この結果、入力ピン１０からの入力信号は低域から高域まで一定のゲイン、この場合 (Ri*R2)/(Ri*R1+Ri*R2+R1*R2) で測定器に伝達される。
Ri/(Ri+R1) * A （５）
また、高周波成分に対する分圧比は次式で表される。
(Ri*R4)/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （６）
ここで、上記の低周波成分に対する分圧比と高周波成分に対する分圧比が等しくなるように電圧出力アンプ２０のゲインAを設定する。すなわち
Ri/(Ri+R1) * A＝(Ri*R4)/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （７）
より
A = (Ri+R1)*R4/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （８）
となる。この結果、入力ピン１０からの入力信号は低域から高域まで一定のゲイン、この場合 (Ri*R2)/(Ri*R1+Ri*R2+R1*R2) で測定器に伝達される。
上記のような構成のアクティブプローブによれば、入力インピーダンスは、高い周波数でもR1+R4(=500Ω)までしか小さくならない（図２）。そのため、測定対象の回路に対して、高周波域でもあまり負荷をかけずに波形観測することができる。入力インピーダンスは、ＤＣから低い周波域でも比較的大きい抵抗値R1+Riとなる（図２）。そのため、測定対象の回路に対して、低周波域でもあまり負荷をかけずに波形観測することができる。
また、ヘッド部５に必要なのは抵抗R1だけであり、ヘッド部５を伝送線路１によってアンプ２０や広帯域バッファ４から離すことができるので、ヘッド部５を小型化することができる。
また、抵抗R1を入力ピン１０の先端もしくは先端近くに配置することにより、測定点からR1までの間の寄生素子の影響を小さくすることができる。
また、出力抵抗の小さい電圧出力アンプ２０を用いるため、図１でトランスコンダクタンスアンプ（電流出力アンプ）を用いた場合に比べて、アンプ出力部の寄生容量が周波数特性に与える影響を小さくすることができる。
なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点を抵抗R1の直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。
また、ヘッド部５に必要なのは抵抗R1だけであり、ヘッド部５を伝送線路１によってアンプ２０や広帯域バッファ４から離すことができるので、ヘッド部５を小型化することができる。
また、抵抗R1を入力ピン１０の先端もしくは先端近くに配置することにより、測定点からR1までの間の寄生素子の影響を小さくすることができる。
また、出力抵抗の小さい電圧出力アンプ２０を用いるため、図１でトランスコンダクタンスアンプ（電流出力アンプ）を用いた場合に比べて、アンプ出力部の寄生容量が周波数特性に与える影響を小さくすることができる。
なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点を抵抗R1の直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。
図５は図４のアクティブプローブの変形例で、分圧器を用いるものを示す構成回路図である。図５において、図４と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６において、R2及びR3はインピーダンス線路１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R2及びR3の接続点が電圧出力アンプ２０の入力に接続する。C2は抵抗R3と並列に接続する高周波カット用のコンデンサである。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とAが上記条件を満たすように構成する。すなわち、上記（８）式において、入力抵抗Riの代わりに分圧器の入力から見た入力抵抗R2+R3で置き換え、ゲインAの代わりに分圧器とアンプを含めた増幅率、すなわち (アンプのゲイン)*R3/(R1+R2+R3) で置き換える。図５では具体例として、R1=900Ω、R2=89.1kΩ、R3=10kΩ、C2=2pF、R4=100Ω、R5=50Ω、A=1の場合を示した。
図４の構成について前述した効果は図５の構成の場合にも適用できる。さらに、図５に示すように、R1,R4の抵抗値を増加し、さらに伝送線路１の特性インピーダンスを抵抗R4と整合させることによって、分圧比を減少させる（SN比を悪化させる）ことなく、高周波での入力インピーダンスR1+R4を増加させることができる（図５の場合は1kΩ）。
なお、図５の構成において抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点（R2の一端）を抵抗R1直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。
増幅部６において、R2及びR3はインピーダンス線路１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R2及びR3の接続点が電圧出力アンプ２０の入力に接続する。C2は抵抗R3と並列に接続する高周波カット用のコンデンサである。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とAが上記条件を満たすように構成する。すなわち、上記（８）式において、入力抵抗Riの代わりに分圧器の入力から見た入力抵抗R2+R3で置き換え、ゲインAの代わりに分圧器とアンプを含めた増幅率、すなわち (アンプのゲイン)*R3/(R1+R2+R3) で置き換える。図５では具体例として、R1=900Ω、R2=89.1kΩ、R3=10kΩ、C2=2pF、R4=100Ω、R5=50Ω、A=1の場合を示した。
図４の構成について前述した効果は図５の構成の場合にも適用できる。さらに、図５に示すように、R1,R4の抵抗値を増加し、さらに伝送線路１の特性インピーダンスを抵抗R4と整合させることによって、分圧比を減少させる（SN比を悪化させる）ことなく、高周波での入力インピーダンスR1+R4を増加させることができる（図５の場合は1kΩ）。
なお、図５の構成において抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点（R2の一端）を抵抗R1直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。
図６は本発明に係るアクティブプローブの第３の実施例で、図４の構成を差動入力型としたものを示す構成ブロック図である。
図６において、５１，５２は２つの入力ピンを介して被測定回路８０に接続するそれぞれ正入力側及び負入力側のヘッド部、１１，１２はヘッド部５１，５２の出力にそれぞれの一端が接続してそれぞれ正入力側及び負入力側の第１の伝送線路を構成するインピーダンス線路、６０はインピーダンス線路１１，１２の他端の出力を差動的に増幅する増幅部で、その出力は第２の伝送線路を構成する同軸ケーブル３を経由してオシロスコープ入力部７に伝達される。
図６において、５１，５２は２つの入力ピンを介して被測定回路８０に接続するそれぞれ正入力側及び負入力側のヘッド部、１１，１２はヘッド部５１，５２の出力にそれぞれの一端が接続してそれぞれ正入力側及び負入力側の第１の伝送線路を構成するインピーダンス線路、６０はインピーダンス線路１１，１２の他端の出力を差動的に増幅する増幅部で、その出力は第２の伝送線路を構成する同軸ケーブル３を経由してオシロスコープ入力部７に伝達される。
図７は図６のアクティブプローブを具体的に示した構成回路図である。図７において、図４と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
図７において、第１のプローブを構成する入力ピン１０１と抵抗R11は正入力側のヘッド部５１を構成し、第２のプローブを構成する入力ピン１０２と抵抗R12は負入力側のヘッド部５２を構成する。増幅部６０において、２１は正入力側のインピーダンス線路１１の他端がその入力に接続する第１の電圧出力アンプ、R41はその一端が電圧出力アンプ２１の出力端子に接続する高周波終端抵抗、C11はインピーダンス線路１１の他端に一端が接続する第１の高周波域透過用のコンデンサ、２２は負入力側のインピーダンス線路１２の他端がその入力に接続する第２の電圧出力アンプ、R42はその一端が電圧出力アンプ２２の出力端子に接続する高周波終端抵抗、C12はインピーダンス線路１２の他端に一端が接続する第２の高周波域透過用のコンデンサである。４０はコンデンサC11の他端及び抵抗R41の他端がその非反転入力に接続し、コンデンサC12の他端及び抵抗R42の他端がその反転入力に接続する広帯域差動アンプ、R5は広帯域差動アンプ４０の出力にその一端が接続し、その他端に同軸ケーブル３が接続する整合用の抵抗である。図７では具体例として、R11=R12=450Ω、R41= R42=50Ω、C11=C12=60pF、R5=50Ωの場合を示した。インピーダンス回路１１，１２及び同軸ケーブル３の特性インピーダンスはZ01=Z02=Z0=50Ωである。
図７において、第１のプローブを構成する入力ピン１０１と抵抗R11は正入力側のヘッド部５１を構成し、第２のプローブを構成する入力ピン１０２と抵抗R12は負入力側のヘッド部５２を構成する。増幅部６０において、２１は正入力側のインピーダンス線路１１の他端がその入力に接続する第１の電圧出力アンプ、R41はその一端が電圧出力アンプ２１の出力端子に接続する高周波終端抵抗、C11はインピーダンス線路１１の他端に一端が接続する第１の高周波域透過用のコンデンサ、２２は負入力側のインピーダンス線路１２の他端がその入力に接続する第２の電圧出力アンプ、R42はその一端が電圧出力アンプ２２の出力端子に接続する高周波終端抵抗、C12はインピーダンス線路１２の他端に一端が接続する第２の高周波域透過用のコンデンサである。４０はコンデンサC11の他端及び抵抗R41の他端がその非反転入力に接続し、コンデンサC12の他端及び抵抗R42の他端がその反転入力に接続する広帯域差動アンプ、R5は広帯域差動アンプ４０の出力にその一端が接続し、その他端に同軸ケーブル３が接続する整合用の抵抗である。図７では具体例として、R11=R12=450Ω、R41= R42=50Ω、C11=C12=60pF、R5=50Ωの場合を示した。インピーダンス回路１１，１２及び同軸ケーブル３の特性インピーダンスはZ01=Z02=Z0=50Ωである。
図７の動作を以下に説明する。差動信号では正入力側と負入力側は振幅が同じで位相が反転しているので、正入力側のみについて説明するが、負入力側は正入力側と同じ構成及び素子定数となっており、動作は全く同じである。
正入力側信号の低周波域は電圧出力アンプ２１と抵抗R41で構成される経路を通り、電圧出力アンプ２１の出力電圧が広帯域差動アンプ４０の非反転入力に伝達される。広帯域差動アンプ４０の入力抵抗がR41に対して十分大きいと仮定すると、電圧出力アンプ２１の出力電圧がそのまま広帯域差動アンプ４０の入力電圧となる。
高周波域では電圧出力アンプ２１はあまり高速で動作しないので出力電圧もほぼゼロとなる。電圧出力アンプ２１は電圧出力バッファなので高周波的にはインピーダンスがゼロとみなす事ができるため、広帯域差動アンプ４０の非反転入力から電圧出力アンプ２１側を見たインピーダンスはR41となる。ただし、インピーダンス線路１１の特性インピーダンスはR41の値と一致させ、インピーダンスを整合させておく。以上の結果、高周波域では入力ピン１０１からの入力信号はコンデンサC11を通って信号が広帯域差動アンプ４０の非反転入力に伝わる。
広帯域差動アンプ４０は広帯域差動バッファとして働き、非反転入力と反転入力の差分を出力する。R5はオシロスコープ入力抵抗RTと一致させ、また、同軸ケーブル３の特性インピーダンスを入力抵抗RTと整合させる。
正入力側信号の低周波域は電圧出力アンプ２１と抵抗R41で構成される経路を通り、電圧出力アンプ２１の出力電圧が広帯域差動アンプ４０の非反転入力に伝達される。広帯域差動アンプ４０の入力抵抗がR41に対して十分大きいと仮定すると、電圧出力アンプ２１の出力電圧がそのまま広帯域差動アンプ４０の入力電圧となる。
高周波域では電圧出力アンプ２１はあまり高速で動作しないので出力電圧もほぼゼロとなる。電圧出力アンプ２１は電圧出力バッファなので高周波的にはインピーダンスがゼロとみなす事ができるため、広帯域差動アンプ４０の非反転入力から電圧出力アンプ２１側を見たインピーダンスはR41となる。ただし、インピーダンス線路１１の特性インピーダンスはR41の値と一致させ、インピーダンスを整合させておく。以上の結果、高周波域では入力ピン１０１からの入力信号はコンデンサC11を通って信号が広帯域差動アンプ４０の非反転入力に伝わる。
広帯域差動アンプ４０は広帯域差動バッファとして働き、非反転入力と反転入力の差分を出力する。R5はオシロスコープ入力抵抗RTと一致させ、また、同軸ケーブル３の特性インピーダンスを入力抵抗RTと整合させる。
図７における抵抗による分圧比と電圧出力アンプ２１のゲインAの関係を以下に示す。
入力信号が、入力(+) - 入力(-) = viとすると、入力(+) = vi/2である。
広帯域差動アンプ４０の入力端までの高周波成分に対する分圧比は、
分圧比 = 0.5 * ( Ri1 || Ri3 || R41 ) / ( Ri1 || Ri3 || R41 + R11 ) （９）
ただし、Ri1は電圧出力アンプ２１の入力抵抗、Ri3は広帯域差動アンプ４０の入力抵抗、R11は(入力部)抵抗、R41は高周波終端抵抗であり、記号「||」は並列接続を表す。
低周波成分に対するゲインは、アンプ２１のゲインをAとして、
ゲイン = 0.5 * Ri1 / ( R11 + Ri1 ) * A * Ri3 / ( R41 + Ri3 ) （１０）
（９）、（１０）の２式を等しく置いて、
とすることにより、低域から高域に渡って一定のゲインで信号は伝達される。すなわち、高周波信号は電圧出力アンプ２1が増幅するのではなく、あくまでもコンデンサC11を通って伝送される。通常Ri1,Ri3はR11,R41よりも十分大きいので、（１１）式は以下のように変形できる。
A = R41 / ( R41 + R11 ) （１２）
なお、オシロスコープの入力端では、差動アンプ４０の出力電圧が RT/(R5+RT)倍される。
入力信号が、入力(+) - 入力(-) = viとすると、入力(+) = vi/2である。
広帯域差動アンプ４０の入力端までの高周波成分に対する分圧比は、
分圧比 = 0.5 * ( Ri1 || Ri3 || R41 ) / ( Ri1 || Ri3 || R41 + R11 ) （９）
ただし、Ri1は電圧出力アンプ２１の入力抵抗、Ri3は広帯域差動アンプ４０の入力抵抗、R11は(入力部)抵抗、R41は高周波終端抵抗であり、記号「||」は並列接続を表す。
低周波成分に対するゲインは、アンプ２１のゲインをAとして、
ゲイン = 0.5 * Ri1 / ( R11 + Ri1 ) * A * Ri3 / ( R41 + Ri3 ) （１０）
（９）、（１０）の２式を等しく置いて、
A = R41 / ( R41 + R11 ) （１２）
なお、オシロスコープの入力端では、差動アンプ４０の出力電圧が RT/(R5+RT)倍される。
上記のような構成のアクティブプローブによれば、図２と同様、差動入力片側の入力インピーダンスは低周波域では比較的大きい抵抗値R11+Ri1となり、周波数が高くなっても500Ωまでしか小さくならない。これにより、高周波域での測定対象の回路にあまり負荷をかけないで波形観測することが出来る。
また、抵抗R11,R12（450Ω）のみを同軸ケーブル１１，１２によってその他の回路部から離すことが出来るのでヘッド部５１，５２を小型化することが可能となり、測定対象に接続しやすくなる。
また、電圧出力アンプ２１,２２、広帯域差動アンプ４０は集積化が可能なため、従来よりも回路面積が小さくできるので、高周波特性を向上することができる。
また、電圧出力アンプ２１,２２が電圧出力なので広帯域差動アンプ４０の入力から電圧出力アンプ側を見たインピーダンスはR41とR42のみとなり、アンプ出力での寄生容量の影響が非常に小さくなるので、高周波特性がよい。
なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R11，R12とコンデンサC11，C12の接続点の電位を検出する点を抵抗R11，R12直後(インピーダンス線路１１，１２のR11，R12側)としてもよい。
また、抵抗R11,R12（450Ω）のみを同軸ケーブル１１，１２によってその他の回路部から離すことが出来るのでヘッド部５１，５２を小型化することが可能となり、測定対象に接続しやすくなる。
また、電圧出力アンプ２１,２２、広帯域差動アンプ４０は集積化が可能なため、従来よりも回路面積が小さくできるので、高周波特性を向上することができる。
また、電圧出力アンプ２１,２２が電圧出力なので広帯域差動アンプ４０の入力から電圧出力アンプ側を見たインピーダンスはR41とR42のみとなり、アンプ出力での寄生容量の影響が非常に小さくなるので、高周波特性がよい。
なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R11，R12とコンデンサC11，C12の接続点の電位を検出する点を抵抗R11，R12直後(インピーダンス線路１１，１２のR11，R12側)としてもよい。
図８は図７のアクティブプローブの変形例で、分圧器を用いるものを示す構成回路図である。図８において、図７と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６０において、R21及びR31はインピーダンス線路１１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R21及びR31の接続点が電圧出力アンプ２１の入力に接続する。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とゲインAが（１１）式を満たすように構成する。図８では具体例として、R21=R22=89.55kΩ、R31=R32=10kΩ、A=1の場合を示しており、その他は図７と同じである。
増幅部６０において、R21及びR31はインピーダンス線路１１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R21及びR31の接続点が電圧出力アンプ２１の入力に接続する。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とゲインAが（１１）式を満たすように構成する。図８では具体例として、R21=R22=89.55kΩ、R31=R32=10kΩ、A=1の場合を示しており、その他は図７と同じである。
図７の構成について前述した効果は図８の構成の場合にも適用できる。さらに、図５の場合と同様に、R11,R12及びR41,R42の抵抗値を増加し、さらに伝送線路１１、１２の特性インピーダンスを抵抗R41,R42と整合させることによって、分圧比を減少させる（SN比を悪化させる）ことなく、高周波での入力インピーダンスR11+R41及びR12+R42を増加させることができる。
なお、抵抗R11，R12とコンデンサC11，C12の接続点の電位を検出する点（抵抗R11，R12の一端）を抵抗R11，R12直後(インピーダンス線路１１，１２の抵抗R11，R12側)としてもよい。
なお、抵抗R11，R12とコンデンサC11，C12の接続点の電位を検出する点（抵抗R11，R12の一端）を抵抗R11，R12直後(インピーダンス線路１１，１２の抵抗R11，R12側)としてもよい。
また、上記の各実施例や変形例では測定器としてオシロスコープを用いる場合について説明したが、これに限らず、任意の測定器について適用することができる。
また、上記各実施例や変形例で用いた回路定数に限らず、任意の適切な回路定数を用いることができる。
また、上記各実施例や変形例で用いた回路定数に限らず、任意の適切な回路定数を用いることができる。
１，１１，１２ 第１の伝送線路
２ トランスコンダクタンスアンプ
３ 第２の伝送線路
４ 広帯域バッファ
５，５１，５２ ヘッド部
６，６０ 増幅部
７ オシロスコープ入力部
８，８０ 被測定回路
１０，１０１，１０２ 入力ピン
２０，２１，２２ 電圧出力アンプ
４０ 広帯域差動アンプ
６０ 増幅部
１０１ 入力ピン
R1，R11，R12 入力抵抗
R2，R3，R21，R31 分圧抵抗
R4，R41，R42 高周波終端抵抗
R5 整合用抵抗
C1 コンデンサ
C11 第１の高周波域透過用のコンデンサ
C12 第２の高周波域透過用のコンデンサ
２ トランスコンダクタンスアンプ
３ 第２の伝送線路
４ 広帯域バッファ
５，５１，５２ ヘッド部
６，６０ 増幅部
７ オシロスコープ入力部
８，８０ 被測定回路
１０，１０１，１０２ 入力ピン
２０，２１，２２ 電圧出力アンプ
４０ 広帯域差動アンプ
６０ 増幅部
１０１ 入力ピン
R1，R11，R12 入力抵抗
R2，R3，R21，R31 分圧抵抗
R4，R41，R42 高周波終端抵抗
R5 整合用抵抗
C1 コンデンサ
C11 第１の高周波域透過用のコンデンサ
C12 第２の高周波域透過用のコンデンサ
Claims (8)
- 被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
前記被測定回路からの信号が入力される抵抗手段と、
該抵抗手段の出力信号が入力される第１の伝送線路と、
該第１の伝送線路の出力信号が入力される増幅器と、
前記第１の伝送線路の出力信号が入力されるコンデンサと、
前記増幅器と前記コンデンサの出力を前記測定器に伝達する第２の伝送線路と
を備えたことを特徴とするアクティブプローブ。 - 前記増幅器として電流出力アンプを備えたことを特徴とする請求項１記載のアクティブプローブ。
- 前記増幅器として電圧出力アンプを備えるとともに、
該電圧出力アンプの出力と前記コンデンサの出力が入力され前記第２の伝送線路に出力する広帯域バッファを備えたことを特徴とする請求項１記載のアクティブプローブ。 - 前記第１の伝送線路の出力を抵抗分圧する分圧回路を備え、
該分圧回路の分圧出力が前記増幅器に入力されることを特徴とする請求項１、２又は３記載のアクティブプローブ。 - 前記抵抗手段の出力を抵抗分圧する分圧回路を備え、
該分圧回路の分圧出力が前記増幅器に入力されることを特徴とする請求項１、２又は３記載のアクティブプローブ。 - 被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
被測定回路からの信号がそれぞれ入力される第１及び第２の抵抗手段と、
該第１及び第２の抵抗手段の出力信号がそれぞれ入力される正入力側及び負入力側の第１の伝送線路と、
該正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力信号がそれぞれ入力される第１及び第２の増幅器と、
前記正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力信号がそれぞれ入力される第１及び第２のコンデンサと、
前記第１の増幅器及び前記第１のコンデンサの出力を非反転入力とし前記第２の増幅器及び前記第２のコンデンサの出力を反転入力とする広帯域差動アンプと、
該広帯域差動アンプの出力を前記測定器に伝達する第２の伝送線路と
を備えたことを特徴とするアクティブプローブ。 - 前記正入力側及び負入力側の第１の伝送線路の出力をそれぞれ抵抗分圧する第１及び第２の分圧回路を備え、
該第１及び第２の分圧回路の分圧出力が前記第１及び第２の増幅器にそれぞれ入力されることを特徴とする請求項６記載のアクティブプローブ。 - 前記第１及び第２の抵抗手段の出力をそれぞれ抵抗分圧する第１及び第２の分圧回路を備え、
該第１及び第２の分圧回路の分圧出力が前記第１及び第２の増幅器にそれぞれ入力されることを特徴とする請求項６記載のアクティブプローブ。
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