JP4668599B2

JP4668599B2 - 広帯域オフセット回路

Info

Publication number: JP4668599B2
Application number: JP2004361405A
Authority: JP
Inventors: 栄出川
Original assignee: 岩通計測株式会社
Priority date: 2004-12-14
Filing date: 2004-12-14
Publication date: 2011-04-13
Anticipated expiration: 2024-12-14
Also published as: JP2006173882A

Description

本発明は、広帯域の電気信号に対し、所望の直流オフセットをかけるための広帯域オフセット回路に関する。

例えば、高速デジタルデータ伝送システムやその試験においては、低周波から数十ＧＨｚに及ぶ広帯域の電気信号について、信号のレベルシフトすなわち直流バイアスが必要となる。このような場合、通常バイアスＴと呼ばれる回路を用いて、高周波の電気信号に対し所望の直流オフセットをかけるようにしている。

バイアスＴは、図５に示すように、信号経路である入力端子と出力端子間に、コンデンサＣが挿入され、直流電圧印加用端子と出力端子間にインダクタンスＬが挿入されている。バイアスＴを介在させることにより、コンデンサＣにより信号の直流電圧は阻止され、出力端子側の直流電圧は直流電圧印加用端子から印加される直流電圧によって決定される。バイアスＴは、信号経路が抵抗、コンデンサ、伝送路といった受動素子のみで構成されているので、良好な高周波特性を有する。すなわち、Ｃ及びＬによって決まるカットオフ周波数より十分高い周波数においては、高周波の信号はほとんど減衰せず出力端子に伝達される。したがって、バイアスＴは、半導体素子の動作周波数により高周波信号に制限を受ける半導体素子を用いたバイアス回路より、高周波信号に対して有効であり、帯域が４０ＧＨｚを超えるものも実用化されている。

しかしながら、バイアスＴには、次のような問題点がある。
第一は、コンデンサＣにより低域がカットされることある。すなわち、カットオフ周波数より低い周波数成分は忠実に伝送できない。したがって、低周期の方形波信号などではサグを生じる。また、高速のデジタルデータ伝送システムにおいては、伝送データが低周期のバースト状信号やランダム信号の場合、バイアスＴの通過後の平均レベルがデータ配列（例えば０及び１の数の相違）によって変動し、電圧余裕度の低下やジッタの増加などを招く。

第二は、低周波における反射特性の悪化である。高周波信号の伝送には通常５０Ω系の伝送路が用いられる。ここにバイアスＴを挿入した場合、カットオフ周波数より十分高い周波数ではインピーダンスは整合していて反射はほとんどない。しかし入力端子側では、挿入されたコンデンサＣによってカットオフ周波数より低い周波数では反射が増大し、直流においては全反射となる。このことは入力端子に接続される回路あるいはデバイスに大きな影響を与える。

例えば５０Ωのソースインピーダンスをもち、５０Ωで終端して使用することを前提としたデバイスや信号源の場合、カットオフ周波数より十分低い周波数では、反射の増大により高周波の振幅のほぼ２倍の振幅が出る。高速のデジタルデータ伝送システムにおいて低周期の信号やデータの一時停止によって信号振幅が大きく変動するとデバイスの動作点や消費電力が変動し、熱歪み等によってデバイスから出力される信号品質の低下につながる。また多くの高速半導体デバイスは耐圧が低いため全反射によって２倍の振幅が出ることが許容されない場合もある。

なお、オフセットを与えることができる広帯域信号結合回路であって、高周波経路と低周波経路とを備えて、直流から高周波まで平坦な伝達特性を得る回路が提案されている（特許文献１参照）が、反射特性の改善によるインピーダンスの整合については、まったく考慮されていない。

米国特許４，５５１，６３６号明細書

本発明の課題は、前記の問題点に鑑み、直流から高周波領域まで、インピーダンス整合を維持しつつ平坦な伝達特性を得ることができる広帯域オフセット回路を提供することである。

本発明によれば、信号入力端及び信号出力端間に接続されたコンデンサを含む高周波信号経路と、前記信号入力端に接続された、抵抗とインダクタンスの直列回路からなる第１のインピーダンス整合回路と、前記信号入力端に接続された入力端子と、オフセット入力端子とを具備し、該オフセット入力端子に加えた電圧によって所望のオフセットを与える増幅器と、該増幅器の出力と前記信号出力端間に接続された、抵抗とインダクタンスの直列回路からなる第２のインピーダンス整合回路とを含む低周波信号経路とを備えた広帯域オフセット回路が提供される。

第１のインピーダンス整合回路は、インピーダンス整合回路の他端が終端電圧を決める電圧源に接続されていてもよい。

さらに、前記所望のオフセットを与える増幅器は、オフセット制御電圧源を有するようにすることもできる。

したがって、本発明の広帯域オフセット回路によれば、直流から高周波まで、インピーダンス整合を維持しかつ平坦な特性を実現して、任意の直流オフセットを与えることができる。

すなわち、直流から高周波まで平坦な伝達特性が得られるため、低周波成分を含む信号でも歪むことなく伝達し、直流のオフセットのみを制御することができる。また、入力端子、出力端子どちらの側から見ても直流から高周波までインピーダンス整合をとることができるので、直流領域から信号振幅が変動することなくデバイスの動作点や消費電力変動に起因する歪みを抑えることができる。さらに、電圧レベルマージンが少なく終端することが必須の条件であるデバイスにも適用できる。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。
図１に、本発明の一実施形態である広帯域オフセット回路１を示す。本実施形態の広帯域オフセット回路１は、その動作説明のために、入力端子５０には、外部の信号源３１が接続されている。抵抗３０は、信号源３１のインピーダンスを表わす。また、出力端子６０には終端抵抗３２が接続されている。本実施形態では、システムの特性インピーダンスを５０Ωとし、抵抗３０と抵抗３２も５０Ωとする。

次に、広帯域オフセット回路１の内部構成を説明する。
入力端子５０と出力端子６０とは特性インピーダンス５０Ωの伝送路で接続され、途中にコンデンサ１２が挿入されている。コンデンサ１２を含む経路は、高周波信号経路となる。

入力端子５０には演算増幅器１３の＋入力が接続され、演算増幅器１３の出力は、インダクタンス１５、抵抗１４を介して出力端子６０に接続されている。演算増幅器１３を含む経路は、低周波信号経路となる。

また、演算増幅器１３の出力は、抵抗１６を介して演算増幅器１３の−入力に接続されている。演算増幅器１３の−入力には、抵抗１７を介してオフセット制御電圧源１９が接続されている。オフセット制御電圧源１９により回路１に入力された信号に所望の直流オフセットを与えることができる。ここで、オフセット制御電源１９は、広帯域オフセット回路１中に配置したが、外部の電源を用いてオフセット電圧を供給制御するように構成してもよい。

入力端子５０には、さらに抵抗１０とインダクタンス１１を介して入力終端電圧源２０が接続されている。入力終端電圧源２０は、各種信号源電圧に対応するように設けられているが、入力終端電圧源２０を除いてインダクタンス１１が直接ＧＮＤに接続することも可能である。入力端子５０側からみたときのインピーダンスは、コンデンサ１２及び演算増幅器１３への入力はハイインピーダンスであるので、直流としての終端抵抗はほぼ抵抗１０で決まる。また、出力端子６０側からみたときも、演算増幅器１３が動作していない状態では、直流としての終端抵抗はほぼ抵抗１４で決まる。したがって、本実施形態では、抵抗１０、１４は５０Ωが選択される。抵抗１０に接続するインダクタンス１１と、抵抗１４に接続するインダクタンス１５とは、低周波経路の特性を決める要素であり、低周波信号と高周波信号との合成の後に平坦な特性を得るために同じ値にしてある。抵抗１０とインダクタンス１１は、入力側のインピーダンス整合回路となり、抵抗１４とインダクタンス１５は、出力側のインピーダンス整合回路となる。

抵抗１６と抵抗１７は、演算増幅器１３の利得を決めるもので、直流における総合利得が１になるように増幅器１３の利得を２倍にする値を選択する。抵抗器１８は、演算増幅器１３の入力容量が高周波信号経路に影響を与えないようにするアイソレーション用の抵抗である。

以上のように、本実施形態の広帯域オフセット回路１は、コンデンサ１２を含む高周波信号経路と、演算増幅器１３を含む低周波信号経路とを備え、演算増幅器１３は、−入力に接続されたオフセット制御電圧源１９により直流オフセットを与えることができる。したがって、出力端子６０から、所望の直流オフセットをもつ、高周波信号と低周波信号との合成信号が出力される。また、抵抗１０とインダクタンス１１とからなる入力側のインピーダンス整合回路と、抵抗１４とインダクタンス１５とからなる出力側の整合回路を備えて、入力側及び出力側でインピーダンス整合をとることができる。

次に、本実施形態の広帯域オフセット回路の特性を説明する。
入力端子５０の電圧をＶ１、出力端子６０の電圧をＶ２、演算増幅器１３の出力電圧をＶop、コンデンサ１２の容量をＣ、インダクタンス１５の値をＬとする。抵抗１４と抵抗３２は５０Ωであるから、Ｚ１＝１／ｊωＣ、Ｚ２＝５０＋ｊωＬとおいて、出力端子６０にキルヒホッフの電流則を適用すると、

となる。

演算増幅器１３の利得は２倍であるので、Ｖｏｐ＝２Ｖｉとして、式（１）を用いて、伝達特性Ｇ＝Ｖ２／Ｖ１を求めると、

となる。

次に、信号源３１の電圧をＶｓとすると、インダクタンス１１の値はインダクタンス１５の値と同じＬであるから、Ｚ４＝５０＋ｊωＬとおくと、入力端子５０における電流則から、

となる。なお、抵抗１８を通る枝電流はインピーダンスが高いことから無視している。

式（３）のＶ２に式（２）のＶ２を代入して、Ｖ１について解くと、

となる。

一般に高周波回路では、回路特性を規定するためにＳパラメータが使用される。すなわち、図２（１）に示す２ポート回路で各ポートにおける入射波ａ１，ａ２と反射波ｂ１，ｂ２を考えると、その関係が、ＳパラメータＳｉｊを用いて、図２（２）に示す式で表現される。例えば、Ｓ１１は、ポート２を無反射終端（ａ２＝０）して、ポート１からの入射波が入力したときの反射してくる割合（ｂ１／ａ１）を表わし、Ｓ２１は、ポート２を無反射終端（ａ２＝０）して、ポート１からの入射波がポート２に伝達される割合（ｂ２／ａ１）を表わす。

本実施形態の広帯域バイアス回路１で、Ｖｓ＝２とすれば、Ｓパラメータのうち、反射特性を表わすＳ１１と順方向の伝達特性を表わすＳ２１は、次のようにして計算できる。

Ｓ１１＝Ｖ１−１・・・（５）
Ｓ２１＝Ｖ１・Ｇ・・・（６）
信号源３１を入力端子５０ではなく、出力端子６０に接続すれば、同様の手法でＳ２２（ポート２の反射特性）も求めることができる。

本実施形態によれば、コンデンサ１２によって形成される高周波の信号経路に加えて、低周波信号が通る演算増幅器１３を設けた低周波信号経路を設けているので、二つの信号を合成することによって、伝達特性を直流から高周波まで平坦に、つまりＳパラメータのＳ２１をほぼ１とすることができる。また、入力端子５０、出力端子６０にそれぞれ低周波領域でのインピーダンス整合回路を設けているので、入力端子、出力端子どちらの側においてもインピーダンス整合を可能にし、つまり直流から高周波までＳ１１とＳ２２をともにほぼ０とすることができる。

以下、伝達特性Ｓ２１と反射特性Ｓ１１、Ｓ２２の具体的な数値を算出して説明する。図３は、コンデンサ１３の値を１μファラッド、インダクタンス１１、１５の値を１μＨとして計算したＳ２１の計算結果であり、図４は、図３と同じ数値例で計算した反射特性Ｓ１１、Ｓ２２の計算結果である。

図３のグラフは、縦軸に、伝達特性であるＳ２１の絶対値をとり、横軸に周波数１０^ｋＨｚの指数ｋをとったものである。例えば、ｋ＝４では、周波数は１０ｋＨｚであり、ｋ＝７では、周波数は１０ＭＨｚであり、ｋ＝１０では、周波数は１０ＧＨｚである。図から明らかなように、直流から１ＭＨｚ程度まで、及び１００ＭＨｚ以上の高周波数の領域では、ほぼ｜Ｓ２１（ｋ）｜＝１を満足し、理想的な伝達特性を示している。１０ＭＨｚ付近で、わずかに１に達していないが、この変動は０．０００１＝０．０１％程度である。

図４は、縦軸に、反射特性を表わすＳ１１（ｋ）とＳ２２（ｋ）の絶対値をとり、横軸に、周波数１０^ｋＨｚの指数ｋをとったものである。｜Ｓ１１（ｋ）｜と｜Ｓ２２（ｋ）｜は、ほぼ同一の結果となったので、図では１本の曲線で示してある。Ｓ２２とＳ１１は、直流から１００Ｈｚ程度まで、及び１００ＭＨｚ以上の高周波では、それぞれの値はほぼ零であり、理想的な反射特性を示している。反射特性は、１００Ｈｚ〜１００ＭＨｚに亘ってわずかに大きくなっているが、この変動は、０．０５％以下に収まっている。このように、本実施形態の広帯域バイアス回路では、伝達特性及び反射特性において変動があっても０．０５％以内に収まっており、実用的にはほぼ満足できるものとなっている。

なお、伝達特性や反射特性に変動があるのは、高周波経路の信号と低周波経路の信号とが合成される周波数領域であるので、高周波経路と低周波経路の周波数のオーバラップを大きくすると、さらにその変動を小さくできる。すなわち、コンデンサ１２の容量Ｃを大きくして高周波経路のカットオフ周波数を低くするか、あるいはインダクタンス１５のインダクタンスＬを小さくして低周波経路のカットオフ周波数を高くすることにより、伝達特性又は反射特性の誤差を少なくすることが可能である。ただし、低周波経路の特性は演算増幅器の周波数特性によっても支配されるので、低周波経路のカットオフ周波数をあまり高くすると、演算増幅器に入力する高周波信号を正しく処理できないことになりかねない。高価な演算増幅器を使用すると、カットオフ周波数の上昇により入力する高周波信号を処理することが可能な場合もあるが、コストアップとなる。したがって、オーバラップする周波数は、演算増幅器の利得に変化が現れないような領域を選択するのが望ましい。

以上のとおり、本発明によると、直流から高周波までインピーダンス整合を維持したまま、信号に任意の直流オフセットを与えることができ、さらに直流から高周波まで平坦な伝達特性が得られる。したがって、例えば高速デジタルデータ伝送システムにおけるロジック信号のレベル変換などの回路に適用して顕著な効果を奏する。また、伝送データが低周期のバースト状信号やランダム信号であっても、平均レベルがデータ配列によって変動することや、ジッタの増加を招くことはない。

本発明の一実施形態による広帯域オフセット回路を示す図である。（１）は、Ｓパラメータを説明するための２ポート回路を示す図であり、（２）は、Ｓパラメータ行列を示す図である。図１の広帯域オフセット回路の伝達特性を示す図である。図１の広帯域オフセット回路の入力及び出力の反射特性を示す図である。従来のバイアスＴを示す図である。

符号の説明

１広帯域オフセット回路
１２コンデンサ
１３演算増幅器
１９オフセット制御電圧源
２０入力終端電源
１０、１４抵抗
１１、１５インダクタンス
３１信号源

Claims

信号入力端及び信号出力端間に接続されたコンデンサからなる高周波信号経路と、
前記信号入力端に接続された、抵抗とインダクタンスの直列回路からなる第１のインピーダンス整合回路と、
前記信号入力端に接続された入力端子と、オフセット入力端子とを具備し、該オフセット入力端子に加えた電圧によって所望のオフセットを与える増幅器と、該増幅器の出力と前記信号出力端間に接続された、抵抗とインダクタンスの直列回路からなる第２のインピーダンス整合回路とを含む低周波信号経路と、
を備えた広帯域オフセット回路。
前記第１のインピーダンス整合回路は、インピーダンス整合回路の他端が終端電圧を決める電圧源に接続されている請求項１に記載の広帯域オフセット回路。
前記所望のオフセットを与える増幅器は、オフセット制御電圧源を有する請求項１又は請求項２に記載の広帯域オフセット回路。