JP3937426B2 - プリアンプ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はプリアンプ回路に関し、特に光受信装置の前段部に好適に用いられるプリアンプ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
インターネットやマルチメディアの普及に伴う通信容量の急速な拡大に対応するため、超高速光伝送システムの構築が急務となっている。こうした光伝送システムにおいて最も高速性能を要求されるものの１つである受信系フロントエンドモジュールを構成するプリアンプには広い帯域に渡って良好な利得周波数特性や出力特性が必要で、従来からトランスインピーダンス型プリアンプ回路が用いられている。このプリアンプ回路を受信モジュールとして使用する際には、その入力端子にボンディングワイヤを介して光検出器が接続され、光検出器に入射される光に応じた電流信号がプリアンプに入力される。また、プリアンプを構成する各増幅段にはボンディングワイヤ、バイパスコンデンサおよびリード線などを介して電源が接続され、直流バイアスが印加される。
【０００３】
ところで、従来、こうした受信モジュールにおいては、２つの課題がある。第１の課題は、利得周波数特性にあらわれるピーキングである。即ち、ＧＨｚ級の高周波のデータ信号を扱う光伝送用受信モジュールにおいては、回路内の配線やボンディングワイヤが持つインダクタンス成分（以下、Ｌ成分と呼ぶ）やキャパシタンス成分（以下、Ｃ成分と呼ぶ）が無視できなくなり、ある周波数領域において、トランスインピーダンス利得周波数特性に過剰な利得ピーキングが発生し、その平坦性が損なわれる。
【０００４】
第２の課題は、高受光時の出力波形の飽和による歪みである。光伝送システムの伝送距離などに応じて光検出器に入射する光量は増減し、それにともなって、プリアンプに入力される電流信号の振幅も増減する。したがって、広範な伝送距離範囲をカバーするためには、プリアンプは広範囲の入力電流の振幅に対応できることが要望される。しかし、一般的に、入力電流の振幅が標準値を越えて増大するにつれて、プリアンプの出力波形は飽和して歪んでいき、ついには入力電流に誤りなく応答することが不可能になる。これは、入力電流振幅が標準値を越えて増大すると、プリアンプの入力部に適正動作以上の電流が流入し、また、そのためにプリアンプの入力部の電位が上昇するためである。
【０００５】
第１の課題に対する改善策として、プリアンプの入力部と接地電位との間にコンデンサを挿入する方法がある。新たに付加したコンンデンサ容量によって、モジュールの回路内の配線やボンディングワイヤのＬ成分または／およびＣ成分による影響が緩和され、利得ピーキングが改善される（第１の従来例）。
一方、第２の課題に対する改善策として、受光素子とショットキーバリアダイオードとを直列に接続し、受光素子とショットキーバリアダイオードとの接続点を、直列接続された純抵抗とコンデンサとを介して低雑音増幅器の入力端に接続する構成が、特開平4-225630号公報に開示されている。この構成において、受光レベルが低く受光素子からの出力電流が小さいときにはショットキーバリアダイオードが非通電状態になり、受光素子からの出力電流がほとんどそのまま低雑音増幅器に入力される。一方、受光レベルが高く受光素子からの出力電流が大きいときにはショットキーバリアダイオードが通電状態になり、低雑音増幅器に入力する電流は制限されるようになる（第２の従来例）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第１の従来例において、プリアンプの入力部と接地電位との間に挿入されたコンデンサは、プリアンプの入力部に流入する電流あるいは印加される電圧を減少させるものではないから、標準値を上回る振幅の入力電流が流入した際に生じる出力波形の歪みを改善することはできず、その歪みは、基本的にコンデンサを挿入しない場合と同じである。したがって、第１の従来技術では第２の課題は解決されない。
一方、特開平4-225630号公報により開示された第２の従来例の方法では、第１の課題を解決するものとはなされていない。
本発明は、これらの従来技術に鑑みてなされたものであって、その目的は、上記２つの課題を同時に解決し、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得周波数特性を有するとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができるプリアンプ回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明によれば、第１の回路部と、前記第１の回路部の出力信号を入力信号とする第２の回路部と、前記第１の回路部の入力部に接続され、可変容量を有するとともに前記第１の回路部の前記入力部との接続点に入力する電流の一部を消費することのできる第３の回路部と、を有し、前記第３の回路部が、前記第１の回路部の前記入力部と接地電位との間に接続された、可変容量ダイオードと電源との直列接続回路を有していることを特徴とするプリアンプ回路、が提供される。
【０００８】
また、本発明によれば、第１の回路部と、前記第１の回路部の出力信号を入力信号とする第２の回路部と、前記第１の回路部の入力部に接続され、可変容量を有するとともに前記第１の回路部の前記入力部との接続点に入力する電流の一部を消費することのできる第３の回路部と、を有し、前記第３の回路部が、前記第１の回路部の前記入力部と接地電位 との間に接続された、可変容量ダイオードと可変抵抗との直列接続回路を有していることを特徴とするプリアンプ回路、が提供される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の参考例および実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
〔参考例〕
図１は、本発明の参考例のプリアンプ回路の回路図である。図２は、図１の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図である。図３は、図１の回路の標準値入力信号に対する出力波形図である。図４（ａ）〜（ｃ）は、図１の回路の過大入力信号に対する出力波形図である。
図１に示すように、本参考例のプリアンプ回路は、第１の回路部である電流−電圧変換増幅段２と、第２の回路部であるエミッタフォロアバッファ段３と、帰還抵抗４と、第３の回路部であるダイオード２４と、を有する集積回路で構成される。
電流−電圧変換増幅段２は、トランジスタ５と抵抗６とから構成されている。エミッタフォロアバッファ段３は、トランジスタ８、１０、１２と抵抗７、９、１１、１３とから構成され、トランジスタ８と抵抗７とよりなるエミッタフォロアバッファ回路と、トランジスタ１０と抵抗９とよりなるエミッタフォロアバッファ回路とでインピーダンス変換された後、トランジスタ１２のコレクタから出力される。帰還抵抗４は、エミッタフォロアバッファ段３のトランジスタ８のエミッタと電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベースとの間に接続されている。また、電流‐電圧変換増幅段２には、ボンディングワイヤ１４およびリード線１６を介してバイアス電源１７が接続されている。ボンディングワイヤ１４とリード線１６との間には、交流的にインピーダンスを低くするためのバイパスコンデンサ１５が挿入されている。同様に、エミッタフォロアバッファ段３には、ボンディングワイヤ１８およびリード線２０を介してバイアス電源２１が接続され、ボンディングワイヤ１８とリード線２０との間にはバイパスコンデンサ１９が挿入されている。また、ボンディングワイヤ２２を介して出力信号が出力される。これを受信モジュールとして使用する際には、プリアンプの入力端子にボンディングワイヤ２３を介して光検出器１が接続される。光検出器１に入射される光に応じた電流信号がプリアンプに入力する。プリアンプに入力した電流信号は、電流−電圧変換増幅段２により、電流−電圧変換ならびに増幅が行われる。電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のコレクタからの出力信号がエミッタフォロアバッファ段３に入力してインピーダンス変換が行われ、ボンディングワイヤ２２を介して出力信号が出力される。
【００１０】
本参考例のプリアンプ回路においては、さらに、第３の回路部として、第１の回路部である電流−電圧変換増幅段１の入力部に、一定容量を有するとともに第１の回路部である電流−電圧変換増幅段１に流入する電流の大きさに応じてその電流の一部が流入する第３の回路部が接続される。図１に示す本参考例のプリアンプ回路においては、プリアンプの入力部となる電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子と接地電位との間に、そのベース端子から接地電位に向かって順方向になるようにダイオード２４が接続されている。
【００１１】
次に、本参考例のプリアンプ回路の第１の効果について説明する。図２に、図１の回路においてダイオード２４が接続されておらず、かつ、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分がないとした場合と、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分が存在するとした場合の特性を、それぞれ点線と鎖線にて示す。配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分が存在するものとした場合には、それらがないものとした場合に比して過剰な利得ピーキングが生じる。本参考例のプリアンプ回路においては、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分を考慮しても、過剰な利得ピーキングは発生せず、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性は損なわれない。のみならず、より高周波域に別の利得ピーキングが発生する結果、高周波域でのトランスインピーダンス利得が持ち上げられ、全体として周波数帯域が向上している。また、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性ならびに周波数帯域の広帯域性を反映して、図３に示されるように、本参考例のプリアンプ回路においては、標準値入力信号に対する出力特性も、ジッタの少ない良好な波形が得られる。
【００１２】
次に、本参考例のプリアンプ回路の第２の効果について説明する。図４は、入力電流信号の振幅値を標準入力信号振幅値に対して、それぞれ、１．５倍〔（ａ）〕、２倍〔（ｂ）〕、２．５倍〔（ｃ）〕として、過大入力信号を入力したときの出力波形図である。 図４（ａ）〜（ｃ）に示されるように、標準入力信号振幅値に対する入力電流信号の振幅値の比を大きくしても、出力波形の歪みの増大は少ない。
【００１３】
〔比較例〕
図５は、本発明の比較例のプリアンプ回路の回路図である。図６は、図５の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図である。図７は、図５の回路の標準値入力信号に対する出力波形図である。図８は、図５の回路の過大入力信号に対する出力波形図である。 図５に示すように、本比較例のプリアンプ回路は、トランジスタ１０５と抵抗１０６とから構成される電流−電圧変換増幅段１０２と、トランジスタ１０８、１１０、１１２と抵抗１０７、１０９、１１１、１１３とから構成されるエミッタフォロアバッファ段１０３と、帰還抵抗１０４と、で構成される。また、電流−電圧変換増幅段１０２には、ボンディングワイヤ１１４およびリード線１１６を介してバイアス電源１１７が接続されている。ボンディングワイヤ１１４とリード線１１６との間には交流的にインピーダンスを低くするためのバイパスコンデンサ１１５が挿入されている。同様に、エミッタフォロアバッファ段１０３には、ボンディングワイヤ１１８およびリード線１２０を介してバイアス電源１２１が接続され、ボンディングワイヤ１１８とリード線１２０との間にはバイパスコンデンサ１１９が挿入されている。また、ボンディングワイヤ１２２を介して出力信号が出力される。これを受信モジュールとして使用する際には、プリアンプの入力端子にボンディングワイヤ１２３を介して光検出器１０１が接続される。
図５に示される本比較例のプリアンプ回路は、図１に示される本発明の参考例のプリアンプ回路から、第３の回路部であるダイオード２４を除去したものであり、従来技術のプリアンプ回路に相当する。図５のプリアンプ回路の回路要素には、参考例のプリアンプ回路の対応する回路要素と下２桁が共通する参照符号が付せられており、その機能は参考例の対応する回路要素と同一であるため、その説明を省略する。
【００１４】
図５の回路において、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分がないとした場合の特性を図６に点線にて示し、回路のＬ成分およびＣ成分を考慮した場合の特性を図６に実線にて示す。図６に示されるように、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分を考慮することによって、参考例には発生しなかった過剰な利得ピーキングが大きく出現し、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性が損なわれる。また、その周波数帯域も、図２に示される参考例のプリアンプ回路の周波数帯域に比して狭い。さらに、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性が損なわれる結果、図７に示されるように、標準値入力信号に対する出力特性も、図３に示された本発明の参考例の出力波形に比して、ジッタの多いものになっている。また、図８に示されるように、標準入力信号振幅値に対する入力電流信号の振幅値の比を１．５倍〔（ａ）〕、２倍〔（ｂ）〕、２．５倍〔（ｃ）〕と大きくするにつれて、出力波形の乱れが急激に増大する。
【００１５】
本発明の参考例と比較例とを比較すると、比較例に比して参考例におけるプリアンプ回路のトランスインピーダンス利得周波数特性の利得ピーキングが大幅に改善されている（第１の効果）のは、そのプリアンプ入力部にダイオードを接続することによってダイオードの持つ一定の容量が付加され、プリアンプ回路内の配線やボンデングワイヤのＬ成分または／およびＣ成分による影響が軽減されることによる。
【００１６】
また、比較例に比して参考例におけるプリアンプ回路の出力特性のジッタが大幅に改善されている（第２の効果）のは、そのプリアンプ入力部に接地電位に対して順方向にダイオードを接続することによって、このダイオードを介して、電流−電圧変換増幅段２の入力部に入力する過大な入力電流の一部がリークされるためである。この接地電位に対して順方向に接続されたダイオードに流れる電流の大きさは、プリアンプ入力部の電位で決まる。光検出器から入力される電流信号が大きいときほど、プリアンプ入力部の電位は高くなり、順方向ダイオードを介して流れるリーク電流も増加する。その結果、本参考例のプリアンプ回路を用いれば、過大な入力電流信号を適度に低減でき、出力波形の歪みを抑制することができる。
以上により、本参考例のプリアンプ回路は、従来のプリアンプ回路に比して、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得の周波数特性を有するとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができる。
【００１７】
〔第１の実施の形態〕
図９は、本発明の第１の実施の形態のプリアンプ回路の回路図である。図１０は、図１の回路のボンディングワイヤ２３のインダクタンスをパラメータとしたトランスインピーダンス利得周波数特性図であり、図１１は、図９の回路のボンディングワイヤ３３のインダクタンスをパラメータとしたトランスインピーダンス利得周波数特性図である。
本実施の形態のプリアンプ回路においては、第１の回路部である電流−電圧変換増幅段１の入力部に、可変容量を有するとともに第１の回路部の入力部との接続点に流入する電流の大きさに応じてその電流の一部が流入する第３の回路部が接続される。
図９に示す本実施の形態のプリアンプ回路においては、この第３の回路部として、プリアンプの入力部となる電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子と接地電位との間に、電圧調整により容量値を可変とするダイオード３４が接続されている。
【００１８】
図９において、図１と同一または同等の構成要素には同一符号を付し、その詳しい説明を省略する。図９に示すように、本実施の形態のプリアンプ回路においては、電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子に、ダイオード３４が接続される。さらにダイオード３４はボンディングワイヤ３５およびリード線３７を介して電源３８に接続される。ボンディングワイヤ３５とリード線３７との間には、ダイオード３４のカソードを交流的に接地するためのバイパスコンデンサ３６が挿入されている。電源３８で供給する電位を調整することによって、ダイオード３４の容量値が制御される。ここで、ダイオード３４は、トランジスタ５のベース端子から接地電位に向かって順方向になるように接続されている。
【００１９】
次に、本実施の形態のプリアンプ回路の効果について説明する。本実施の形態のプリアンプ回路は、電流−電圧変換増幅段２の入力部にダイオード３４を接続することにより、参考例と同様の理由により、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得周波数特性を得られるとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができる。さらに、本実施の形態のプリアンプ回路では、電源３８から供給する電位を調整することによって、ダイオード３４の容量値を可変とすることができるために、以下に記す効果をも有するようになる。
利得ピーキングは系のＬ成分または／およびＣ成分に大きく依存するため、これらの実際値が設定値と異なってしまった場合には、利得ピーキング抑制のために必要とされるダイオードの容量値も変えなくてはならない。特にボンディングワイヤの線路長の再現性は実装技術に依存するため、ボンディングワイヤに発生するＬ成分の値は不確定因子になり得る。例えば、ワイヤ長の増減によりボンディングワイヤのＬ成分値が±３０％程度変動することは十分に考えられることである。図１０は、図１に示した参考例におけるプリアンプ回路における、ボンディングワイヤ２３のＬ成分の値をパラメータとしたトランスインピーダンス利得周波数特性である。図１０に示されるように、ボンディングワイヤ２３のＬ成分が、その中心値０．１ｎＨから±３０％変動することにより、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性や帯域が変動する。従って、このような不確定因子の影響に対応できるように、実装後に、ボンディングワイヤやリード線のＬ成分または／およびＣ成分による影響を調整できることが望ましい。この調整機能を、本実施の形態のプリアンプ回路では、電源３８から供給される電位を調整し、ダイオード３４の容量値を可変とすることによって実現している。図１１を参照すると、ボンディングワイヤ３３のＬ成分値が０．０７ｎＨのとき、電源３８から供給する電位Ｖａを０Ｖから０．１Ｖに上昇させることによって、トランスインピーダンス利得の周波数特性の平坦性や帯域が改善され、ボンディングワイヤ３３のＬ成分の設定値である０．１ｎＨのときのトランスインピーダンス利得の周波数特性の平坦性や帯域よりも良好となる。したがって、ボンディングワイヤのＬ成分値が変動したとしても、本実施の形態のプリアンプ回路において、電源３８の電位Ｖａを調節することによって、劣化したトランスインピーダンス利得の周波数特性を改善することが可能である。
【００２０】
〔第２の実施の形態〕
図１２は、本発明の第２の実施の形態のプリアンプ回路の回路図である。図１３は、図１２の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図である。
図１２において、図９と同一または同等の構成要素には同一符号を付し、詳しい説明を省略する。図１２に示すように、本実施の形態のプリアンプ回路においては、電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子に、ダイオード４４の一方の端子が接続される。さらにダイオード４４の他方の端子は可変抵抗４９の一方の端子に接続される。可変抵抗４９の他方の端子は、接地される。ここで、ダイオード４４は、トランジスタ５のベース端子から接地電位に向かって順方向になるように接続される。この本実施の形態のプリアンプ回路は、図９に示した第１の実施の形態のプリアンプ回路における第３の回路部である直列接続されたダイオードと電源とを、直列接続されたダイオードと可変抵抗とで置き換えたものである。本実施の形態のプリアンプ回路においては、可変抵抗４９の両端子間に生じる電位降下を調整することによって、ダイオード４４の容量値が制御される。可変抵抗４９の両端子間に生じる電位降下の調整は、可変抵抗４９の抵抗値を変えることによって行われる。
【００２１】
第１の実施の形態と同様に、ボンディングワイヤのＬ成分値が０．１ｎＨから０．０７ｎＨに変動した場合を考える。図１３に示されるように、ボンディングワイヤ４３のＬ成分値が０．０７ｎＨのとき、可変抵抗４９の抵抗値を調整することによって、第１の実施の形態と同様に、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性や帯域が改善され、ボンディングワイヤ４３のＬ成分の設定値である０．１ｎＨのときのトランスインピーダンス利得周波数特性とほぼ等しい周波数特性が得られる。したがって、ボンディングワイヤのＬ成分値が変動したとしても、本実施の形態のプリアンプ回路において、可変抵抗４９の抵抗値を調節することによって、劣化したトランスインピーダンス利得の周波数特性を改善することが可能である。
【００２２】
〔第３の実施の形態〕
図１４は、本発明の第３の実施の形態のプリアンプ回路の回路図である。
本実施の形態のプリアンプ回路においては、図９の第１の実施の形態のプリアンプ回路が入力部のトランジスタ５のベース端子に電圧調整により容量値を可変とするダイオードを接続したものであるのに対して、さらに、ダイオードの電源側端子を容量を介して接地電位に接続したものである。
図１４において、図１と同一または同等の構成要素には同一符号を付し、詳しい説明を省略する。図１４では、プリアンプの電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子に、ダイオード５４が接続される。さらにダイオード５４はボンディングワイヤ５５、バイパスコンデンサ５６、リード線５７などを介して電源５８に接続される。かつダイオード５４の電源側端子はＭＩＭキャパシタなどで実現されるコンデンサ５９を介して接地電位に接続される。ここで、ダイオード５４は、トランジスタ５のベース端子から接地電位に向かって順方向になるように接続されている。
【００２３】
次に、本実施の形態のプリアンプ回路の効果について説明する。本実施の形態のプリアンプ回路は、第１の実施の形態で説明したプリアンプ回路と同様の理由により、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得の周波数特性を得られるとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができる。かつダイオード５４の可変容量値を調整することにより、実装後においても利得ピーキングやトランスインピーダンス利得の周波数特性の平坦性や帯域を調整可能である。
以上に加えて、本実施の形態のプリアンプ回路では、ダイオード５４の電源側端子をコンデンサ５９を介して接地電位に接続することにより、ダイオード５４の電源側端子が交流的に確実に接地され、それによって、高周波信号成分が電源側に伝播されることを防止する。そのため、電源５８および接続経路であるボンディングワイヤ５５やリード線５７などのＬ成分または／およびＣ成分がプリアンプ回路の特性に影響を及ぼすことを回避できる。
なお、本実施の形態において、電源５８を可変抵抗に置き換えて、電源５８の機能を可変抵抗に持たせることができるのは、第２の実施の形態の場合と同様である。
【００２４】
以上、本発明をその好適な実施の形態に基づいて説明したが、本発明のプリアンプ回路は、上述した実施の形態のみに制限されるものではなく、本願発明の要旨を変更しない範囲で種々の変化を施したプリアンプ回路も、本発明の範囲に含まれる。例えば、プリアンプ回路の第３の回路部に用いたダイオードは、ダイオードに限らず、非線型の電流−電圧特性を示すデバイスであれば、どのようなデバイスでも用い得る。例えば、トランジスタの３端子のうちの２端子を用いてもよい。また、プリアンプ回路を構成するアクテイブ素子にバイポーラトランジスタを用いて説明したが、バイポーラトランジスタに限定されることなく、ＭＯＳトランジスタ等のアクティブ素子も一般に使用できる。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるプリアンプ回路は、電流-電圧変換増幅段の入力部にダイオードを接続することにより、ダイオードの持つ容量成分により利得ピーキングが制御され、高周波域にわたって平坦な利得特性が得られるとともに、電流-電圧変換増幅段に入力される過大電流の一部がダイオードを介して接地電位に流れるために、プリアンプ本体への過大電流の流入が抑制され、出力波形の歪みが改善される。
さらに、ダイオードの片側端子の電位を、その片側端子に接続した電源により制御する実施の形態によれば、ダイオードの持つ容量値を可変することができ、それによって、ボンディングワイヤのＬ成分値の変動によって劣化したトランスインピーダンス利得の周波数特性を改善することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の参考例のプリアンプ回路の回路図。
【図２】 図１の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図３】 図１の回路の標準値入力信号に対する出力波形図。
【図４】 図１の回路の過大入力信号に対する出力波形図。
【図５】 比較例のプリアンプ回路の回路図。
【図６】 図５の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図７】 図５の回路の標準値入力信号に対する出力波形図。
【図８】 図５の回路の過大入力信号に対する出力波形図。
【図９】 本発明の第１の実施の形態のプリアンプ回路の回路図。
【図１０】 図１の回路のボンディングワイヤ２３のインダクタンスをパラメータと
したトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図１１】 図９の回路のボンディングワイヤ３３のインダクタンスをパラメータと
したトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図１２】 本発明の第２の実施の形態のプリアンプ回路の回路図。
【図１３】 図１２の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図１４】 本発明の第３の実施の形態のプリアンプ回路の回路図。
【符号の説明】
１、１０１ 光検出器
２、１０２ 電流‐電圧変換増幅段
３、１０３ エミッタフォロアバッファ段
４、１０４ 帰還抵抗
５、８、１０、１２、１０５、１０８、１１０、１１２ トランジスタ
６、７、９、１１、１３、１０６、１０７、１０９、１１１、１１３ 抵抗
１４、１８、２２、２３、３３、３５、４３、５３、５５、１１４、１１８、１２２、１２３ ボンディングワイヤ
１５、１９、３６、５６、５９、１１５、１１９ コンデンサ
１６、２０、３７、５７、１１６、１２０ リード線
１７、２１、３８、５８ 電源
２４、３４、４４、５４ ダイオード
４９ 可変抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明はプリアンプ回路に関し、特に光受信装置の前段部に好適に用いられるプリアンプ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
インターネットやマルチメディアの普及に伴う通信容量の急速な拡大に対応するため、超高速光伝送システムの構築が急務となっている。こうした光伝送システムにおいて最も高速性能を要求されるものの１つである受信系フロントエンドモジュールを構成するプリアンプには広い帯域に渡って良好な利得周波数特性や出力特性が必要で、従来からトランスインピーダンス型プリアンプ回路が用いられている。このプリアンプ回路を受信モジュールとして使用する際には、その入力端子にボンディングワイヤを介して光検出器が接続され、光検出器に入射される光に応じた電流信号がプリアンプに入力される。また、プリアンプを構成する各増幅段にはボンディングワイヤ、バイパスコンデンサおよびリード線などを介して電源が接続され、直流バイアスが印加される。
【０００３】
ところで、従来、こうした受信モジュールにおいては、２つの課題がある。第１の課題は、利得周波数特性にあらわれるピーキングである。即ち、ＧＨｚ級の高周波のデータ信号を扱う光伝送用受信モジュールにおいては、回路内の配線やボンディングワイヤが持つインダクタンス成分（以下、Ｌ成分と呼ぶ）やキャパシタンス成分（以下、Ｃ成分と呼ぶ）が無視できなくなり、ある周波数領域において、トランスインピーダンス利得周波数特性に過剰な利得ピーキングが発生し、その平坦性が損なわれる。
【０００４】
第２の課題は、高受光時の出力波形の飽和による歪みである。光伝送システムの伝送距離などに応じて光検出器に入射する光量は増減し、それにともなって、プリアンプに入力される電流信号の振幅も増減する。したがって、広範な伝送距離範囲をカバーするためには、プリアンプは広範囲の入力電流の振幅に対応できることが要望される。しかし、一般的に、入力電流の振幅が標準値を越えて増大するにつれて、プリアンプの出力波形は飽和して歪んでいき、ついには入力電流に誤りなく応答することが不可能になる。これは、入力電流振幅が標準値を越えて増大すると、プリアンプの入力部に適正動作以上の電流が流入し、また、そのためにプリアンプの入力部の電位が上昇するためである。
【０００５】
第１の課題に対する改善策として、プリアンプの入力部と接地電位との間にコンデンサを挿入する方法がある。新たに付加したコンンデンサ容量によって、モジュールの回路内の配線やボンディングワイヤのＬ成分または／およびＣ成分による影響が緩和され、利得ピーキングが改善される（第１の従来例）。
一方、第２の課題に対する改善策として、受光素子とショットキーバリアダイオードとを直列に接続し、受光素子とショットキーバリアダイオードとの接続点を、直列接続された純抵抗とコンデンサとを介して低雑音増幅器の入力端に接続する構成が、特開平4-225630号公報に開示されている。この構成において、受光レベルが低く受光素子からの出力電流が小さいときにはショットキーバリアダイオードが非通電状態になり、受光素子からの出力電流がほとんどそのまま低雑音増幅器に入力される。一方、受光レベルが高く受光素子からの出力電流が大きいときにはショットキーバリアダイオードが通電状態になり、低雑音増幅器に入力する電流は制限されるようになる（第２の従来例）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第１の従来例において、プリアンプの入力部と接地電位との間に挿入されたコンデンサは、プリアンプの入力部に流入する電流あるいは印加される電圧を減少させるものではないから、標準値を上回る振幅の入力電流が流入した際に生じる出力波形の歪みを改善することはできず、その歪みは、基本的にコンデンサを挿入しない場合と同じである。したがって、第１の従来技術では第２の課題は解決されない。
一方、特開平4-225630号公報により開示された第２の従来例の方法では、第１の課題を解決するものとはなされていない。
本発明は、これらの従来技術に鑑みてなされたものであって、その目的は、上記２つの課題を同時に解決し、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得周波数特性を有するとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができるプリアンプ回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明によれば、第１の回路部と、前記第１の回路部の出力信号を入力信号とする第２の回路部と、前記第１の回路部の入力部に接続され、可変容量を有するとともに前記第１の回路部の前記入力部との接続点に入力する電流の一部を消費することのできる第３の回路部と、を有し、前記第３の回路部が、前記第１の回路部の前記入力部と接地電位との間に接続された、可変容量ダイオードと電源との直列接続回路を有していることを特徴とするプリアンプ回路、が提供される。
【０００８】
また、本発明によれば、第１の回路部と、前記第１の回路部の出力信号を入力信号とする第２の回路部と、前記第１の回路部の入力部に接続され、可変容量を有するとともに前記第１の回路部の前記入力部との接続点に入力する電流の一部を消費することのできる第３の回路部と、を有し、前記第３の回路部が、前記第１の回路部の前記入力部と接地電位 との間に接続された、可変容量ダイオードと可変抵抗との直列接続回路を有していることを特徴とするプリアンプ回路、が提供される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の参考例および実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
〔参考例〕
図１は、本発明の参考例のプリアンプ回路の回路図である。図２は、図１の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図である。図３は、図１の回路の標準値入力信号に対する出力波形図である。図４（ａ）〜（ｃ）は、図１の回路の過大入力信号に対する出力波形図である。
図１に示すように、本参考例のプリアンプ回路は、第１の回路部である電流−電圧変換増幅段２と、第２の回路部であるエミッタフォロアバッファ段３と、帰還抵抗４と、第３の回路部であるダイオード２４と、を有する集積回路で構成される。
電流−電圧変換増幅段２は、トランジスタ５と抵抗６とから構成されている。エミッタフォロアバッファ段３は、トランジスタ８、１０、１２と抵抗７、９、１１、１３とから構成され、トランジスタ８と抵抗７とよりなるエミッタフォロアバッファ回路と、トランジスタ１０と抵抗９とよりなるエミッタフォロアバッファ回路とでインピーダンス変換された後、トランジスタ１２のコレクタから出力される。帰還抵抗４は、エミッタフォロアバッファ段３のトランジスタ８のエミッタと電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベースとの間に接続されている。また、電流‐電圧変換増幅段２には、ボンディングワイヤ１４およびリード線１６を介してバイアス電源１７が接続されている。ボンディングワイヤ１４とリード線１６との間には、交流的にインピーダンスを低くするためのバイパスコンデンサ１５が挿入されている。同様に、エミッタフォロアバッファ段３には、ボンディングワイヤ１８およびリード線２０を介してバイアス電源２１が接続され、ボンディングワイヤ１８とリード線２０との間にはバイパスコンデンサ１９が挿入されている。また、ボンディングワイヤ２２を介して出力信号が出力される。これを受信モジュールとして使用する際には、プリアンプの入力端子にボンディングワイヤ２３を介して光検出器１が接続される。光検出器１に入射される光に応じた電流信号がプリアンプに入力する。プリアンプに入力した電流信号は、電流−電圧変換増幅段２により、電流−電圧変換ならびに増幅が行われる。電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のコレクタからの出力信号がエミッタフォロアバッファ段３に入力してインピーダンス変換が行われ、ボンディングワイヤ２２を介して出力信号が出力される。
【００１０】
本参考例のプリアンプ回路においては、さらに、第３の回路部として、第１の回路部である電流−電圧変換増幅段１の入力部に、一定容量を有するとともに第１の回路部である電流−電圧変換増幅段１に流入する電流の大きさに応じてその電流の一部が流入する第３の回路部が接続される。図１に示す本参考例のプリアンプ回路においては、プリアンプの入力部となる電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子と接地電位との間に、そのベース端子から接地電位に向かって順方向になるようにダイオード２４が接続されている。
【００１１】
次に、本参考例のプリアンプ回路の第１の効果について説明する。図２に、図１の回路においてダイオード２４が接続されておらず、かつ、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分がないとした場合と、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分が存在するとした場合の特性を、それぞれ点線と鎖線にて示す。配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分が存在するものとした場合には、それらがないものとした場合に比して過剰な利得ピーキングが生じる。本参考例のプリアンプ回路においては、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分を考慮しても、過剰な利得ピーキングは発生せず、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性は損なわれない。のみならず、より高周波域に別の利得ピーキングが発生する結果、高周波域でのトランスインピーダンス利得が持ち上げられ、全体として周波数帯域が向上している。また、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性ならびに周波数帯域の広帯域性を反映して、図３に示されるように、本参考例のプリアンプ回路においては、標準値入力信号に対する出力特性も、ジッタの少ない良好な波形が得られる。
【００１２】
次に、本参考例のプリアンプ回路の第２の効果について説明する。図４は、入力電流信号の振幅値を標準入力信号振幅値に対して、それぞれ、１．５倍〔（ａ）〕、２倍〔（ｂ）〕、２．５倍〔（ｃ）〕として、過大入力信号を入力したときの出力波形図である。 図４（ａ）〜（ｃ）に示されるように、標準入力信号振幅値に対する入力電流信号の振幅値の比を大きくしても、出力波形の歪みの増大は少ない。
【００１３】
〔比較例〕
図５は、本発明の比較例のプリアンプ回路の回路図である。図６は、図５の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図である。図７は、図５の回路の標準値入力信号に対する出力波形図である。図８は、図５の回路の過大入力信号に対する出力波形図である。 図５に示すように、本比較例のプリアンプ回路は、トランジスタ１０５と抵抗１０６とから構成される電流−電圧変換増幅段１０２と、トランジスタ１０８、１１０、１１２と抵抗１０７、１０９、１１１、１１３とから構成されるエミッタフォロアバッファ段１０３と、帰還抵抗１０４と、で構成される。また、電流−電圧変換増幅段１０２には、ボンディングワイヤ１１４およびリード線１１６を介してバイアス電源１１７が接続されている。ボンディングワイヤ１１４とリード線１１６との間には交流的にインピーダンスを低くするためのバイパスコンデンサ１１５が挿入されている。同様に、エミッタフォロアバッファ段１０３には、ボンディングワイヤ１１８およびリード線１２０を介してバイアス電源１２１が接続され、ボンディングワイヤ１１８とリード線１２０との間にはバイパスコンデンサ１１９が挿入されている。また、ボンディングワイヤ１２２を介して出力信号が出力される。これを受信モジュールとして使用する際には、プリアンプの入力端子にボンディングワイヤ１２３を介して光検出器１０１が接続される。
図５に示される本比較例のプリアンプ回路は、図１に示される本発明の参考例のプリアンプ回路から、第３の回路部であるダイオード２４を除去したものであり、従来技術のプリアンプ回路に相当する。図５のプリアンプ回路の回路要素には、参考例のプリアンプ回路の対応する回路要素と下２桁が共通する参照符号が付せられており、その機能は参考例の対応する回路要素と同一であるため、その説明を省略する。
【００１４】
図５の回路において、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分がないとした場合の特性を図６に点線にて示し、回路のＬ成分およびＣ成分を考慮した場合の特性を図６に実線にて示す。図６に示されるように、配線やボンディングワイヤのＬ成分およびＣ成分を考慮することによって、参考例には発生しなかった過剰な利得ピーキングが大きく出現し、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性が損なわれる。また、その周波数帯域も、図２に示される参考例のプリアンプ回路の周波数帯域に比して狭い。さらに、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性が損なわれる結果、図７に示されるように、標準値入力信号に対する出力特性も、図３に示された本発明の参考例の出力波形に比して、ジッタの多いものになっている。また、図８に示されるように、標準入力信号振幅値に対する入力電流信号の振幅値の比を１．５倍〔（ａ）〕、２倍〔（ｂ）〕、２．５倍〔（ｃ）〕と大きくするにつれて、出力波形の乱れが急激に増大する。
【００１５】
本発明の参考例と比較例とを比較すると、比較例に比して参考例におけるプリアンプ回路のトランスインピーダンス利得周波数特性の利得ピーキングが大幅に改善されている（第１の効果）のは、そのプリアンプ入力部にダイオードを接続することによってダイオードの持つ一定の容量が付加され、プリアンプ回路内の配線やボンデングワイヤのＬ成分または／およびＣ成分による影響が軽減されることによる。
【００１６】
また、比較例に比して参考例におけるプリアンプ回路の出力特性のジッタが大幅に改善されている（第２の効果）のは、そのプリアンプ入力部に接地電位に対して順方向にダイオードを接続することによって、このダイオードを介して、電流−電圧変換増幅段２の入力部に入力する過大な入力電流の一部がリークされるためである。この接地電位に対して順方向に接続されたダイオードに流れる電流の大きさは、プリアンプ入力部の電位で決まる。光検出器から入力される電流信号が大きいときほど、プリアンプ入力部の電位は高くなり、順方向ダイオードを介して流れるリーク電流も増加する。その結果、本参考例のプリアンプ回路を用いれば、過大な入力電流信号を適度に低減でき、出力波形の歪みを抑制することができる。
以上により、本参考例のプリアンプ回路は、従来のプリアンプ回路に比して、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得の周波数特性を有するとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができる。
【００１７】
〔第１の実施の形態〕
図９は、本発明の第１の実施の形態のプリアンプ回路の回路図である。図１０は、図１の回路のボンディングワイヤ２３のインダクタンスをパラメータとしたトランスインピーダンス利得周波数特性図であり、図１１は、図９の回路のボンディングワイヤ３３のインダクタンスをパラメータとしたトランスインピーダンス利得周波数特性図である。
本実施の形態のプリアンプ回路においては、第１の回路部である電流−電圧変換増幅段１の入力部に、可変容量を有するとともに第１の回路部の入力部との接続点に流入する電流の大きさに応じてその電流の一部が流入する第３の回路部が接続される。
図９に示す本実施の形態のプリアンプ回路においては、この第３の回路部として、プリアンプの入力部となる電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子と接地電位との間に、電圧調整により容量値を可変とするダイオード３４が接続されている。
【００１８】
図９において、図１と同一または同等の構成要素には同一符号を付し、その詳しい説明を省略する。図９に示すように、本実施の形態のプリアンプ回路においては、電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子に、ダイオード３４が接続される。さらにダイオード３４はボンディングワイヤ３５およびリード線３７を介して電源３８に接続される。ボンディングワイヤ３５とリード線３７との間には、ダイオード３４のカソードを交流的に接地するためのバイパスコンデンサ３６が挿入されている。電源３８で供給する電位を調整することによって、ダイオード３４の容量値が制御される。ここで、ダイオード３４は、トランジスタ５のベース端子から接地電位に向かって順方向になるように接続されている。
【００１９】
次に、本実施の形態のプリアンプ回路の効果について説明する。本実施の形態のプリアンプ回路は、電流−電圧変換増幅段２の入力部にダイオード３４を接続することにより、参考例と同様の理由により、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得周波数特性を得られるとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができる。さらに、本実施の形態のプリアンプ回路では、電源３８から供給する電位を調整することによって、ダイオード３４の容量値を可変とすることができるために、以下に記す効果をも有するようになる。
利得ピーキングは系のＬ成分または／およびＣ成分に大きく依存するため、これらの実際値が設定値と異なってしまった場合には、利得ピーキング抑制のために必要とされるダイオードの容量値も変えなくてはならない。特にボンディングワイヤの線路長の再現性は実装技術に依存するため、ボンディングワイヤに発生するＬ成分の値は不確定因子になり得る。例えば、ワイヤ長の増減によりボンディングワイヤのＬ成分値が±３０％程度変動することは十分に考えられることである。図１０は、図１に示した参考例におけるプリアンプ回路における、ボンディングワイヤ２３のＬ成分の値をパラメータとしたトランスインピーダンス利得周波数特性である。図１０に示されるように、ボンディングワイヤ２３のＬ成分が、その中心値０．１ｎＨから±３０％変動することにより、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性や帯域が変動する。従って、このような不確定因子の影響に対応できるように、実装後に、ボンディングワイヤやリード線のＬ成分または／およびＣ成分による影響を調整できることが望ましい。この調整機能を、本実施の形態のプリアンプ回路では、電源３８から供給される電位を調整し、ダイオード３４の容量値を可変とすることによって実現している。図１１を参照すると、ボンディングワイヤ３３のＬ成分値が０．０７ｎＨのとき、電源３８から供給する電位Ｖａを０Ｖから０．１Ｖに上昇させることによって、トランスインピーダンス利得の周波数特性の平坦性や帯域が改善され、ボンディングワイヤ３３のＬ成分の設定値である０．１ｎＨのときのトランスインピーダンス利得の周波数特性の平坦性や帯域よりも良好となる。したがって、ボンディングワイヤのＬ成分値が変動したとしても、本実施の形態のプリアンプ回路において、電源３８の電位Ｖａを調節することによって、劣化したトランスインピーダンス利得の周波数特性を改善することが可能である。
【００２０】
〔第２の実施の形態〕
図１２は、本発明の第２の実施の形態のプリアンプ回路の回路図である。図１３は、図１２の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図である。
図１２において、図９と同一または同等の構成要素には同一符号を付し、詳しい説明を省略する。図１２に示すように、本実施の形態のプリアンプ回路においては、電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子に、ダイオード４４の一方の端子が接続される。さらにダイオード４４の他方の端子は可変抵抗４９の一方の端子に接続される。可変抵抗４９の他方の端子は、接地される。ここで、ダイオード４４は、トランジスタ５のベース端子から接地電位に向かって順方向になるように接続される。この本実施の形態のプリアンプ回路は、図９に示した第１の実施の形態のプリアンプ回路における第３の回路部である直列接続されたダイオードと電源とを、直列接続されたダイオードと可変抵抗とで置き換えたものである。本実施の形態のプリアンプ回路においては、可変抵抗４９の両端子間に生じる電位降下を調整することによって、ダイオード４４の容量値が制御される。可変抵抗４９の両端子間に生じる電位降下の調整は、可変抵抗４９の抵抗値を変えることによって行われる。
【００２１】
第１の実施の形態と同様に、ボンディングワイヤのＬ成分値が０．１ｎＨから０．０７ｎＨに変動した場合を考える。図１３に示されるように、ボンディングワイヤ４３のＬ成分値が０．０７ｎＨのとき、可変抵抗４９の抵抗値を調整することによって、第１の実施の形態と同様に、トランスインピーダンス利得周波数特性の平坦性や帯域が改善され、ボンディングワイヤ４３のＬ成分の設定値である０．１ｎＨのときのトランスインピーダンス利得周波数特性とほぼ等しい周波数特性が得られる。したがって、ボンディングワイヤのＬ成分値が変動したとしても、本実施の形態のプリアンプ回路において、可変抵抗４９の抵抗値を調節することによって、劣化したトランスインピーダンス利得の周波数特性を改善することが可能である。
【００２２】
〔第３の実施の形態〕
図１４は、本発明の第３の実施の形態のプリアンプ回路の回路図である。
本実施の形態のプリアンプ回路においては、図９の第１の実施の形態のプリアンプ回路が入力部のトランジスタ５のベース端子に電圧調整により容量値を可変とするダイオードを接続したものであるのに対して、さらに、ダイオードの電源側端子を容量を介して接地電位に接続したものである。
図１４において、図１と同一または同等の構成要素には同一符号を付し、詳しい説明を省略する。図１４では、プリアンプの電流−電圧変換増幅段２のトランジスタ５のベース端子に、ダイオード５４が接続される。さらにダイオード５４はボンディングワイヤ５５、バイパスコンデンサ５６、リード線５７などを介して電源５８に接続される。かつダイオード５４の電源側端子はＭＩＭキャパシタなどで実現されるコンデンサ５９を介して接地電位に接続される。ここで、ダイオード５４は、トランジスタ５のベース端子から接地電位に向かって順方向になるように接続されている。
【００２３】
次に、本実施の形態のプリアンプ回路の効果について説明する。本実施の形態のプリアンプ回路は、第１の実施の形態で説明したプリアンプ回路と同様の理由により、高周波広帯域にわたって平坦なトランスインピーダンス利得の周波数特性を得られるとともに、過大電流信号入力時の出力波形の歪みを抑制することができる。かつダイオード５４の可変容量値を調整することにより、実装後においても利得ピーキングやトランスインピーダンス利得の周波数特性の平坦性や帯域を調整可能である。
以上に加えて、本実施の形態のプリアンプ回路では、ダイオード５４の電源側端子をコンデンサ５９を介して接地電位に接続することにより、ダイオード５４の電源側端子が交流的に確実に接地され、それによって、高周波信号成分が電源側に伝播されることを防止する。そのため、電源５８および接続経路であるボンディングワイヤ５５やリード線５７などのＬ成分または／およびＣ成分がプリアンプ回路の特性に影響を及ぼすことを回避できる。
なお、本実施の形態において、電源５８を可変抵抗に置き換えて、電源５８の機能を可変抵抗に持たせることができるのは、第２の実施の形態の場合と同様である。
【００２４】
以上、本発明をその好適な実施の形態に基づいて説明したが、本発明のプリアンプ回路は、上述した実施の形態のみに制限されるものではなく、本願発明の要旨を変更しない範囲で種々の変化を施したプリアンプ回路も、本発明の範囲に含まれる。例えば、プリアンプ回路の第３の回路部に用いたダイオードは、ダイオードに限らず、非線型の電流−電圧特性を示すデバイスであれば、どのようなデバイスでも用い得る。例えば、トランジスタの３端子のうちの２端子を用いてもよい。また、プリアンプ回路を構成するアクテイブ素子にバイポーラトランジスタを用いて説明したが、バイポーラトランジスタに限定されることなく、ＭＯＳトランジスタ等のアクティブ素子も一般に使用できる。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるプリアンプ回路は、電流-電圧変換増幅段の入力部にダイオードを接続することにより、ダイオードの持つ容量成分により利得ピーキングが制御され、高周波域にわたって平坦な利得特性が得られるとともに、電流-電圧変換増幅段に入力される過大電流の一部がダイオードを介して接地電位に流れるために、プリアンプ本体への過大電流の流入が抑制され、出力波形の歪みが改善される。
さらに、ダイオードの片側端子の電位を、その片側端子に接続した電源により制御する実施の形態によれば、ダイオードの持つ容量値を可変することができ、それによって、ボンディングワイヤのＬ成分値の変動によって劣化したトランスインピーダンス利得の周波数特性を改善することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の参考例のプリアンプ回路の回路図。
【図２】 図１の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図３】 図１の回路の標準値入力信号に対する出力波形図。
【図４】 図１の回路の過大入力信号に対する出力波形図。
【図５】 比較例のプリアンプ回路の回路図。
【図６】 図５の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図７】 図５の回路の標準値入力信号に対する出力波形図。
【図８】 図５の回路の過大入力信号に対する出力波形図。
【図９】 本発明の第１の実施の形態のプリアンプ回路の回路図。
【図１０】 図１の回路のボンディングワイヤ２３のインダクタンスをパラメータと
したトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図１１】 図９の回路のボンディングワイヤ３３のインダクタンスをパラメータと
したトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図１２】 本発明の第２の実施の形態のプリアンプ回路の回路図。
【図１３】 図１２の回路のトランスインピーダンス利得周波数特性図。
【図１４】 本発明の第３の実施の形態のプリアンプ回路の回路図。
【符号の説明】
１、１０１ 光検出器
２、１０２ 電流‐電圧変換増幅段
３、１０３ エミッタフォロアバッファ段
４、１０４ 帰還抵抗
５、８、１０、１２、１０５、１０８、１１０、１１２ トランジスタ
６、７、９、１１、１３、１０６、１０７、１０９、１１１、１１３ 抵抗
１４、１８、２２、２３、３３、３５、４３、５３、５５、１１４、１１８、１２２、１２３ ボンディングワイヤ
１５、１９、３６、５６、５９、１１５、１１９ コンデンサ
１６、２０、３７、５７、１１６、１２０ リード線
１７、２１、３８、５８ 電源
２４、３４、４４、５４ ダイオード
４９ 可変抵抗
Claims (8)
- 第１の回路部と、前記第１の回路部の出力信号を入力信号とする第２の回路部と、前記第１の回路部の入力部に接続され、可変容量を有するとともに前記第１の回路部の前記入力部との接続点に入力する電流の一部を消費することのできる第３の回路部と、を有し、前記第３の回路部が、前記第１の回路部の前記入力部と接地電位との間に接続された、可変容量ダイオードと電源との直列接続回路を有していることを特徴とするプリアンプ回路。
- 第１の回路部と、前記第１の回路部の出力信号を入力信号とする第２の回路部と、前記第１の回路部の入力部に接続され、可変容量を有するとともに前記第１の回路部の前記入力部との接続点に入力する電流の一部を消費することのできる第３の回路部と、を有し、前記第３の回路部が、前記第１の回路部の前記入力部と接地電位との間に接続された、可変容量ダイオードと可変抵抗との直列接続回路を有していることを特徴とするプリアンプ回路。
- 前記第３の回路部が、一端が、前記可変容量ダイオードの前記第１の回路部の前記入力部に接続された側と反対側の端子に、他端が接地電位に接続されたコンデンサをさらに有していることを特徴とする請求項１または２に記載のプリアンプ回路。
- 前記第１の回路部の入力部と前記第２の回路部との間に帰還抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のプリアンプ回路。
- 前記第１の回路部が電流−電圧変換増幅回路であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のプリアンプ回路。
- 前記第２の回路部がエミッタフォロアバッファ回路であることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のプリアンプ回路。
- 前記第１の回路部の前記入力部にはワイヤを介して信号が入力されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のプリアンプ回路。
- 前記第１の回路部の前記入力部に光信号を電気信号に変換する光検出器の出力部が接続されていることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のプリアンプ回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001214661A JP3937426B2 (ja) | 2001-07-16 | 2001-07-16 | プリアンプ回路 |
| US10/484,088 US7126412B2 (en) | 2001-07-16 | 2002-07-15 | Preamplification circuit |
| DE60222443T DE60222443T2 (de) | 2001-07-16 | 2002-07-15 | Vorverstärkungsschaltung |
| EP02746052A EP1427100B1 (en) | 2001-07-16 | 2002-07-15 | Preamplification circuit |
| CNA028142519A CN1529934A (zh) | 2001-07-16 | 2002-07-15 | 前置放大电路 |
| PCT/JP2002/007161 WO2003009466A1 (fr) | 2001-07-16 | 2002-07-15 | Circuit de preamplification |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001214661A JP3937426B2 (ja) | 2001-07-16 | 2001-07-16 | プリアンプ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003032050A JP2003032050A (ja) | 2003-01-31 |
| JP3937426B2 true JP3937426B2 (ja) | 2007-06-27 |
Family
ID=19049436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001214661A Expired - Fee Related JP3937426B2 (ja) | 2001-07-16 | 2001-07-16 | プリアンプ回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7126412B2 (ja) |
| EP (1) | EP1427100B1 (ja) |
| JP (1) | JP3937426B2 (ja) |
| CN (1) | CN1529934A (ja) |
| DE (1) | DE60222443T2 (ja) |
| WO (1) | WO2003009466A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9037239B2 (en) * | 2007-08-07 | 2015-05-19 | Cardiac Pacemakers, Inc. | Method and apparatus to perform electrode combination selection |
| JP2010041233A (ja) * | 2008-08-01 | 2010-02-18 | Panasonic Corp | 検波回路及び無線通信システム |
| JP5772532B2 (ja) * | 2011-11-16 | 2015-09-02 | 富士通株式会社 | 増幅回路および受光回路 |
| JP5983200B2 (ja) * | 2012-08-31 | 2016-08-31 | 富士通株式会社 | 光モジュール |
| US20140159815A1 (en) * | 2012-12-10 | 2014-06-12 | Sifotonics Technologies Co., Ltd. | High Bandwidth High Sensitivity CMOS Trans-Impedance Amplifier |
| US9080920B2 (en) | 2013-03-05 | 2015-07-14 | Measurement Specialties, Inc. | System and method for multiplexed and buffered miniaturized sensor arrays |
Family Cites Families (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3506755A (en) * | 1967-06-12 | 1970-04-14 | Goodyear Tire & Rubber | Molding apparatus and methods |
| FR1582850A (ja) * | 1968-03-29 | 1969-10-10 | ||
| GB1390341A (en) * | 1971-03-12 | 1975-04-09 | Dolby Laboratories Inc | Signal compressors and expanders |
| US3927383A (en) * | 1972-04-21 | 1975-12-16 | Rca Corp | Low noise wide band transducer system |
| US3792256A (en) * | 1972-06-19 | 1974-02-12 | Computer Transmission Corp | Input circuit for optical signal receiver |
| US3980970A (en) * | 1975-02-10 | 1976-09-14 | Westinghouse Air Brake Company | Voltage controlled oscillator circuit |
| USRE30781E (en) * | 1976-06-14 | 1981-10-20 | Trio Kabushiki Kaisha | Logarithmic amplifier |
| DE2705308C2 (de) * | 1977-02-09 | 1979-04-19 | Bodenseewerk Perkin-Elmer & Co Gmbh, 7770 Ueberlingen | Vorrichtung zum Aufheizen eines Graphitrohres in einer Graphitrohrküvette eines Atomabsorptionsspektrometers |
| CA1069189A (en) * | 1977-11-25 | 1980-01-01 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada As Represented By The Minister Of National Defence Of Her Majesty's Canadian Government | Modular low noise preamplifier |
| US4467191A (en) * | 1982-01-13 | 1984-08-21 | Sprague Electric Company | Photo diode with auxiliary photo diode regulator |
| US4454416A (en) * | 1982-01-13 | 1984-06-12 | Sprague Electric Company | Photo-electric circuit employing current mirrors |
| US4736125A (en) * | 1986-08-28 | 1988-04-05 | Applied Micro Circuits Corporation | Unbuffered TTL-to-ECL translator with temperature-compensated threshold voltage obtained from a constant-current reference voltage |
| JP3058922B2 (ja) * | 1990-12-26 | 2000-07-04 | 株式会社東芝 | 広ダイナミックレンジ光受信器 |
| JPH04356805A (ja) * | 1991-06-03 | 1992-12-10 | Fujitsu Ltd | 増幅器 |
| JPH05243858A (ja) | 1992-03-02 | 1993-09-21 | Oki Electric Ind Co Ltd | 光通信用前置増幅器 |
| GB2288499A (en) * | 1994-03-08 | 1995-10-18 | Stewart Hughes Ltd | Gain control and capacitance correction for photodiode signal amplifier |
| US5371479A (en) * | 1994-03-22 | 1994-12-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Pre-amplifier with multi-stage feedback |
| US5565672A (en) * | 1994-12-30 | 1996-10-15 | Lucent Technologies Inc. | Optical transimpedance receiver with compensation network |
| US5798668A (en) * | 1995-11-28 | 1998-08-25 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Low-power transconductance driver amplifier |
| JP3415986B2 (ja) * | 1996-03-22 | 2003-06-09 | 沖電気工業株式会社 | 光受信用増幅器 |
| JPH10116050A (ja) * | 1996-10-14 | 1998-05-06 | Sony Corp | 輪郭補正回路およびｒｇｂモニタ |
| JPH10126167A (ja) * | 1996-10-24 | 1998-05-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 光受信用前置増幅器 |
| JP3123708B2 (ja) * | 1997-02-25 | 2001-01-15 | 日本電気株式会社 | 光受信フロントエンドアンプ |
| JP3149911B2 (ja) * | 1997-06-18 | 2001-03-26 | 日本電気株式会社 | プリアンプ回路 |
| WO1999048196A1 (fr) | 1998-03-19 | 1999-09-23 | Hitachi, Ltd. | Recepteur optique utilisant un circuit a capacite negative variable |
-
2001
- 2001-07-16 JP JP2001214661A patent/JP3937426B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-07-15 EP EP02746052A patent/EP1427100B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-15 WO PCT/JP2002/007161 patent/WO2003009466A1/ja active IP Right Grant
- 2002-07-15 CN CNA028142519A patent/CN1529934A/zh active Pending
- 2002-07-15 DE DE60222443T patent/DE60222443T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-15 US US10/484,088 patent/US7126412B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60222443D1 (de) | 2007-10-25 |
| EP1427100A1 (en) | 2004-06-09 |
| EP1427100A4 (en) | 2004-10-20 |
| US20040174221A1 (en) | 2004-09-09 |
| US7126412B2 (en) | 2006-10-24 |
| WO2003009466A1 (fr) | 2003-01-30 |
| EP1427100B1 (en) | 2007-09-12 |
| CN1529934A (zh) | 2004-09-15 |
| DE60222443T2 (de) | 2008-06-12 |
| JP2003032050A (ja) | 2003-01-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040426 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060925 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061121 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070305 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070318 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110406 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120406 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120406 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130406 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130406 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140406 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |