JPH10126167A - 光受信用前置増幅器 - Google Patents
光受信用前置増幅器Info
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- JPH10126167A JPH10126167A JP8281964A JP28196496A JPH10126167A JP H10126167 A JPH10126167 A JP H10126167A JP 8281964 A JP8281964 A JP 8281964A JP 28196496 A JP28196496 A JP 28196496A JP H10126167 A JPH10126167 A JP H10126167A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 リンギング等の発生を抑え、安定した出力波
形を得ることのできる高感度かつ広ダイナミックレンジ
の光受信用前置増幅器を提供する。 【解決手段】 反転増幅回路１と、反転増幅回路１に並
列に接続された帰還抵抗２とを有する光受信用前置増幅
器において、ソースが反転増幅回路１の入力端子に接続
され、ゲートが反転増幅回路１の出力端子に接続され、
ドレインが電源端子７に接続されたトランジスタ４を具
備する構成とし、出力電流が大きくなった時にトランジ
スタ４をオンさせ、過剰な入力電流を電源に流し込むこ
とによって、帰還抵抗に流れ込む電流を減少させ、出力
が大きく振れるのを抑制する。
形を得ることのできる高感度かつ広ダイナミックレンジ
の光受信用前置増幅器を提供する。 【解決手段】 反転増幅回路１と、反転増幅回路１に並
列に接続された帰還抵抗２とを有する光受信用前置増幅
器において、ソースが反転増幅回路１の入力端子に接続
され、ゲートが反転増幅回路１の出力端子に接続され、
ドレインが電源端子７に接続されたトランジスタ４を具
備する構成とし、出力電流が大きくなった時にトランジ
スタ４をオンさせ、過剰な入力電流を電源に流し込むこ
とによって、帰還抵抗に流れ込む電流を減少させ、出力
が大きく振れるのを抑制する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、PDS光加入者シス
テム等の光通信システムにおいて、光受信器に適用され
る光受信用前置増幅器に関する。
テム等の光通信システムにおいて、光受信器に適用され
る光受信用前置増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、将来のFTTH (Fiber To The Home)
化の実現に向けて、光加入者システムの研究が盛んに行
われている。しかし、巨大な伝送容量をもつ光ファイバ
の一般家庭への導入は、従来の金属回線に比べて、経済
性の面で課題となっている。こうした中で、局側からの
１本のファイバを分岐させることにより複数加入者への
双方向通信サービスを可能としたPDS光加入者システム
は、経済性の面から有望視されている。
化の実現に向けて、光加入者システムの研究が盛んに行
われている。しかし、巨大な伝送容量をもつ光ファイバ
の一般家庭への導入は、従来の金属回線に比べて、経済
性の面で課題となっている。こうした中で、局側からの
１本のファイバを分岐させることにより複数加入者への
双方向通信サービスを可能としたPDS光加入者システム
は、経済性の面から有望視されている。
【０００３】光受信用前置増幅器として、トランスイン
ピーダンス型前置増幅器が良く使われる。図６に、トラ
ンスインピーダンス型前置増幅器の回路図を示す。同図
において、１は反転増幅回路、２は帰還抵抗Rf、３はフ
ォトダイオードPDである。反転増幅回路１の入出力間
が、帰還抵抗２で結合された構成になっている。本回路
において、トランスインピーダンスの伝達関数は、T(s)
は次式で表される。
ピーダンス型前置増幅器が良く使われる。図６に、トラ
ンスインピーダンス型前置増幅器の回路図を示す。同図
において、１は反転増幅回路、２は帰還抵抗Rf、３はフ
ォトダイオードPDである。反転増幅回路１の入出力間
が、帰還抵抗２で結合された構成になっている。本回路
において、トランスインピーダンスの伝達関数は、T(s)
は次式で表される。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、Cinは入力容量であり、入力端子
に寄生している全ての浮遊容量の和である。次に、反転
増幅回路１の伝達関数を１次関数で近似し、次式で表
す。
に寄生している全ての浮遊容量の和である。次に、反転
増幅回路１の伝達関数を１次関数で近似し、次式で表
す。
【０００６】
【数２】
【０００７】ここで、Aoは反転増幅回路１のオープンル
ープ利得、ωhはコーナー周波数である。（数２）を
（数１）に代入して変形すると、以下の式が得られる。
ープ利得、ωhはコーナー周波数である。（数２）を
（数１）に代入して変形すると、以下の式が得られる。
【０００８】
【数３】
【０００９】ただし、ωc,To,ωn,ζを（数４）から
（数７）とおいた。
（数７）とおいた。
【００１０】
【数４】
【００１１】
【数５】
【００１２】
【数６】
【００１３】
【数７】
【００１４】このように、トランスインピーダンスの伝
達特性は２次関数となり、減衰係数ζが小さいと図７に
示すように周波数特性にピーキングが現われ、場合によ
っては発振を引き起こすことになる。
達特性は２次関数となり、減衰係数ζが小さいと図７に
示すように周波数特性にピーキングが現われ、場合によ
っては発振を引き起こすことになる。
【００１５】ところで、PDS光加入者システムでは、局
側からの１本のファイバを分岐させることにより複数加
入者への双方向通信サービスを可能としている。局と加
入者間の距離は、加入者により様々であるため、光ファ
イバーにおける光の減衰量も異なり、フォトダイオード
には様々な強度の光パルスが入力されることになる。し
たがって、フォトダイーオードからの電流を電圧に変換
するトランスインピーダンス増幅器には、微小電流から
大電流まで扱うことのできる広ダイナミックレンジ特性
が要求される。一方で、最小受光感度を上げるには、帰
還抵抗Rfによる熱雑音を低減させる必要がある。帰還抵
抗Rfによる熱雑音は、次式で表される。
側からの１本のファイバを分岐させることにより複数加
入者への双方向通信サービスを可能としている。局と加
入者間の距離は、加入者により様々であるため、光ファ
イバーにおける光の減衰量も異なり、フォトダイオード
には様々な強度の光パルスが入力されることになる。し
たがって、フォトダイーオードからの電流を電圧に変換
するトランスインピーダンス増幅器には、微小電流から
大電流まで扱うことのできる広ダイナミックレンジ特性
が要求される。一方で、最小受光感度を上げるには、帰
還抵抗Rfによる熱雑音を低減させる必要がある。帰還抵
抗Rfによる熱雑音は、次式で表される。
【００１６】
【数８】
【００１７】上式からわかるように、帰還抵抗による熱
雑音を低減させて最小受光感度を向上させるためには、
帰還抵抗Rfの値を大きくしなければならない。しかし、
帰還抵抗値Rfを増大させると、入力電流が大きい時に出
力振幅が大きくなりすぎて飽和し、波形が大きく歪むこ
とになる。このため、広ダイナミックレンジ特性を実現
することが困難となる。このように、高感度と広ダイナ
ミックレンジ特性はトレードオフの関係にあるため、両
者を同時に実現することは困難である。
雑音を低減させて最小受光感度を向上させるためには、
帰還抵抗Rfの値を大きくしなければならない。しかし、
帰還抵抗値Rfを増大させると、入力電流が大きい時に出
力振幅が大きくなりすぎて飽和し、波形が大きく歪むこ
とになる。このため、広ダイナミックレンジ特性を実現
することが困難となる。このように、高感度と広ダイナ
ミックレンジ特性はトレードオフの関係にあるため、両
者を同時に実現することは困難である。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】そこで、前置増幅器に
自動利得調整機能を持たせることにより、高感度と広ダ
イナミックレンジ特性を同時に実現することのできる前
置増幅器が提案されている。一例として、特開平3-6020
8号公報記載のものを図８に示す。帰還抵抗Rfに並列に
ダイオードDiodeが接続されている。これにより、入力
電流が大きくなり帰還抵抗Rfの両端にかかる電圧が大き
くなると、並列に接続されたダイオードがオンし、入力
電流の一部がバイパスされ実効的な帰還抵抗値が減少す
るため、出力振幅の過大な増大を防ぐことができる。
自動利得調整機能を持たせることにより、高感度と広ダ
イナミックレンジ特性を同時に実現することのできる前
置増幅器が提案されている。一例として、特開平3-6020
8号公報記載のものを図８に示す。帰還抵抗Rfに並列に
ダイオードDiodeが接続されている。これにより、入力
電流が大きくなり帰還抵抗Rfの両端にかかる電圧が大き
くなると、並列に接続されたダイオードがオンし、入力
電流の一部がバイパスされ実効的な帰還抵抗値が減少す
るため、出力振幅の過大な増大を防ぐことができる。
【００１９】しかしながらこの方式では、帰還抵抗値を
変化させているため、リンギング等の出力波形の乱れが
発生しやすい。すなわち（数７）からわかるように、ト
ランスインピーダンス増幅器の伝達関数の減衰係数ζ
は、帰還抵抗Rfの値が減少すると小さくなる。したがっ
て、入力電流が大きくなってダイオードがオンすると、
実効的な帰還抵抗値が減少し減衰係数ζが小さくなるの
で、周波数特性に図７に示すようなピーキングが現わ
れ、動作が不安定となる。図８の回路のシミュレーショ
ン結果を図９に示す。入力電流パルスの波高値は、30uA
と60uAであり、帰還抵抗値は50kohmに設定している。同
図より、リンギングを伴う不安定な出力波形になってい
るのがわかる。
変化させているため、リンギング等の出力波形の乱れが
発生しやすい。すなわち（数７）からわかるように、ト
ランスインピーダンス増幅器の伝達関数の減衰係数ζ
は、帰還抵抗Rfの値が減少すると小さくなる。したがっ
て、入力電流が大きくなってダイオードがオンすると、
実効的な帰還抵抗値が減少し減衰係数ζが小さくなるの
で、周波数特性に図７に示すようなピーキングが現わ
れ、動作が不安定となる。図８の回路のシミュレーショ
ン結果を図９に示す。入力電流パルスの波高値は、30uA
と60uAであり、帰還抵抗値は50kohmに設定している。同
図より、リンギングを伴う不安定な出力波形になってい
るのがわかる。
【００２０】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であって、その目的とするところは、リンギング等の発
生を抑さえることのできる高感度かつ広ダイナミックレ
ンジの光受信用前置増幅器を提供することにある。
であって、その目的とするところは、リンギング等の発
生を抑さえることのできる高感度かつ広ダイナミックレ
ンジの光受信用前置増幅器を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明が講じた解決手段は、反転増幅回
路と、該反転増幅回路に並列に接続された帰還抵抗とを
有する光受信用前置増幅器において、ソースが上記反転
増幅回路の入力端子に接続され、ゲートが上記反転増幅
回路の出力端子に接続され、ドレインが電源端子に接続
されたトランジスタを具備する構成とするものである。
めに、請求項１の発明が講じた解決手段は、反転増幅回
路と、該反転増幅回路に並列に接続された帰還抵抗とを
有する光受信用前置増幅器において、ソースが上記反転
増幅回路の入力端子に接続され、ゲートが上記反転増幅
回路の出力端子に接続され、ドレインが電源端子に接続
されたトランジスタを具備する構成とするものである。
【００２２】また、請求講２の発明が講じた解決手段
は、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続され
た帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、一
端が上記反転増幅回路の入力端子に接続された電流電圧
変換手段と、ソースが該電流電圧変換手段のもう一端に
接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接続
され、ドレインが電源端子に接続されたトランジスタと
を具備する構成とするものである。
は、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続され
た帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、一
端が上記反転増幅回路の入力端子に接続された電流電圧
変換手段と、ソースが該電流電圧変換手段のもう一端に
接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接続
され、ドレインが電源端子に接続されたトランジスタと
を具備する構成とするものである。
【００２３】また、請求講３の発明が講じた解決手段
は、請求項２記載の光受信用前置増幅器において、電流
電圧変換手段を抵抗とするものである。
は、請求項２記載の光受信用前置増幅器において、電流
電圧変換手段を抵抗とするものである。
【００２４】また、請求講４の発明が講じた解決手段
は、請求項２記載の光受信用前置増幅器において、電流
電圧変換手段をドレインとゲートが接続されたトランジ
スタの縦続接続により構成するものである。
は、請求項２記載の光受信用前置増幅器において、電流
電圧変換手段をドレインとゲートが接続されたトランジ
スタの縦続接続により構成するものである。
【００２５】また、請求講５の発明が講じた解決手段
は、請求項２記載の光受信用前置増幅器において、電流
電圧変換手段を抵抗及びドレインとゲートが接続された
トランジスタの縦続接続により構成するものである。
は、請求項２記載の光受信用前置増幅器において、電流
電圧変換手段を抵抗及びドレインとゲートが接続された
トランジスタの縦続接続により構成するものである。
【００２６】また、請求講６の発明が講じた解決手段
は、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続され
た帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、出
力端子が上記反転増幅回路の入力端子に接続されたカレ
ントミラー回路と、ソースが上記反転増幅回路の入力端
子に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に
接続され、ドレインが上記カレントミラー回路の入力端
子に接続されたトランジスタとを具備する構成とするも
のである。
は、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続され
た帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、出
力端子が上記反転増幅回路の入力端子に接続されたカレ
ントミラー回路と、ソースが上記反転増幅回路の入力端
子に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に
接続され、ドレインが上記カレントミラー回路の入力端
子に接続されたトランジスタとを具備する構成とするも
のである。
【００２７】また、請求講７の発明が講じた解決手段
は、請求項１、２、３、４、５及び６記載の光受信用前
置増幅器において、トランジスタがMOS電界効果トラン
ジスタであることを特徴とする。
は、請求項１、２、３、４、５及び６記載の光受信用前
置増幅器において、トランジスタがMOS電界効果トラン
ジスタであることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、本発明による光受信用前置
増幅器の実施の形態について説明する。以下の実施の形
態において、高電位側電源の電圧をVdd、低電位側電源
の電位をVssとする。
増幅器の実施の形態について説明する。以下の実施の形
態において、高電位側電源の電圧をVdd、低電位側電源
の電位をVssとする。
【００２９】（実施の形態１）図１に、本発明請求項１
及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の形態を示
す。同図において、１は反転増幅回路、２は帰還抵抗R
f、３はフォトダイオードPDである。帰還抵抗２の一端
は反転増幅回路１の入力端子に接続され、他端は出力端
子に接続されている。フォトダイオード３は、反転増幅
回路１の入力端子に電流を流し込む方向に接続されてい
る。この場合、トランジスタ４としてPMOSトランジスタ
が使われ、該PMOSトランジスタM1のソースは、反転増幅
回路１の入力端子に接続され、ゲートは出力端子に接続
され、ドレインは低電位側電源７に接続される。ここ
で、入力端子及び出力端子における電圧レベルを、それ
ぞれVin及びVoutで表す。反転増幅回路１の入出力間が
帰還抵抗２で結ばれているので、入力電流がゼロの時は
Vin = Voutとなり、この時の平衡電圧をVaとする。フォ
トダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子に電流を
流し込むので、反転増幅回路１の出力電圧Voutは、平衡
電圧Vaよりも低い方に振れることになる。したがって、
入力電流が増加してくるVoutは入力電流に比例して下が
ってくるが、入力端子の電圧Vinは、反転増幅回路１の
利得Aが非常に大きいためほぼVaのまま一定となるた
め、入出力間の電圧差Vin-VoutすなわちPMOSトランジス
タM1のゲートソース間電圧は次第に大きくなる。そし
て、この電圧差がPMOSトランジスタのしきい値電圧Vtを
越えると、トランジスタM1がオン状態となり、フォトダ
イオードからの電流の一部を低電位側電源７に流し込む
ことになる。このため、帰還抵抗２に流れ込む電流が減
少するので、反転増幅回路１の出力電圧Voutの過剰な降
下を抑制することができ、広ダイナミックレンジ化が図
られることになる。
及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の形態を示
す。同図において、１は反転増幅回路、２は帰還抵抗R
f、３はフォトダイオードPDである。帰還抵抗２の一端
は反転増幅回路１の入力端子に接続され、他端は出力端
子に接続されている。フォトダイオード３は、反転増幅
回路１の入力端子に電流を流し込む方向に接続されてい
る。この場合、トランジスタ４としてPMOSトランジスタ
が使われ、該PMOSトランジスタM1のソースは、反転増幅
回路１の入力端子に接続され、ゲートは出力端子に接続
され、ドレインは低電位側電源７に接続される。ここ
で、入力端子及び出力端子における電圧レベルを、それ
ぞれVin及びVoutで表す。反転増幅回路１の入出力間が
帰還抵抗２で結ばれているので、入力電流がゼロの時は
Vin = Voutとなり、この時の平衡電圧をVaとする。フォ
トダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子に電流を
流し込むので、反転増幅回路１の出力電圧Voutは、平衡
電圧Vaよりも低い方に振れることになる。したがって、
入力電流が増加してくるVoutは入力電流に比例して下が
ってくるが、入力端子の電圧Vinは、反転増幅回路１の
利得Aが非常に大きいためほぼVaのまま一定となるた
め、入出力間の電圧差Vin-VoutすなわちPMOSトランジス
タM1のゲートソース間電圧は次第に大きくなる。そし
て、この電圧差がPMOSトランジスタのしきい値電圧Vtを
越えると、トランジスタM1がオン状態となり、フォトダ
イオードからの電流の一部を低電位側電源７に流し込む
ことになる。このため、帰還抵抗２に流れ込む電流が減
少するので、反転増幅回路１の出力電圧Voutの過剰な降
下を抑制することができ、広ダイナミックレンジ化が図
られることになる。
【００３０】図１の実施の形態では、トランジスタ４と
してPMOSトランジスタを用いているが、フォトダイオー
ドが反転増幅回路１の入力端子から電流を吸い込む方向
に接続されている場合は、出力端子の電位Voutは平衡電
圧Vaよりも高い方に振れるので、図２に示すようにNMOS
トランジスタを用いれば良い。同様なことは、以下の実
施の形態においても言える。
してPMOSトランジスタを用いているが、フォトダイオー
ドが反転増幅回路１の入力端子から電流を吸い込む方向
に接続されている場合は、出力端子の電位Voutは平衡電
圧Vaよりも高い方に振れるので、図２に示すようにNMOS
トランジスタを用いれば良い。同様なことは、以下の実
施の形態においても言える。
【００３１】図10に、図１の回路によるシミュレーショ
ン結果を示す。入力電流パルスの波高値は、30uA、 60u
A、 90uAである。帰還抵抗２の抵抗値は、50kohmに設定
している。同図より、いずれの入力電流においても、出
力波形の大きな崩れは見られず、良好な波形が得られて
いるのがわかる。
ン結果を示す。入力電流パルスの波高値は、30uA、 60u
A、 90uAである。帰還抵抗２の抵抗値は、50kohmに設定
している。同図より、いずれの入力電流においても、出
力波形の大きな崩れは見られず、良好な波形が得られて
いるのがわかる。
【００３２】このように本発明では、帰還抵抗値を変動
させるのではなく、帰還抵抗に流入する電流を減少させ
ているので、トランスインピーダンス増幅器の特性自体
は全く変化しないため、安定した動作を実現することが
できる。
させるのではなく、帰還抵抗に流入する電流を減少させ
ているので、トランスインピーダンス増幅器の特性自体
は全く変化しないため、安定した動作を実現することが
できる。
【００３３】（実施の形態２）図３に、本発明請求項
２、３、５及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の
形態を示す。実施の形態１の場合と同じように、１は反
転増幅回路、２は帰還抵抗、３はフォトダイオードであ
り、帰還抵抗２は反転増幅回路１の入出力間に接続さ
れ、フォトダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子
に電流を流し込む方向に接続されている。PMOSトランジ
スタM1のソースは、電流電圧変換手段５としての抵抗Rs
の一端に接続され、該抵抗Rsのもう一端は、反転増幅回
路１の入力端子に接続されている。また、PMOSトランジ
スタM1のゲートは、反転増幅回路１の出力端子に接続さ
れ、ドレインは低電位側電源７に接続されている。入力
電流の増加とともに出力端子の電圧Voutが降下し、Vinー
Voutの電圧差がPMOSトランジスタのしきい値電圧Vtを越
えると、トランジスタM1がオンとなり電流が流れ始める
が、この電流に比例した電圧降下が抵抗Rsの両端に生じ
るため、トランジスタM1のゲートソース間電圧の急激な
増大が抑制されることになる。
２、３、５及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の
形態を示す。実施の形態１の場合と同じように、１は反
転増幅回路、２は帰還抵抗、３はフォトダイオードであ
り、帰還抵抗２は反転増幅回路１の入出力間に接続さ
れ、フォトダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子
に電流を流し込む方向に接続されている。PMOSトランジ
スタM1のソースは、電流電圧変換手段５としての抵抗Rs
の一端に接続され、該抵抗Rsのもう一端は、反転増幅回
路１の入力端子に接続されている。また、PMOSトランジ
スタM1のゲートは、反転増幅回路１の出力端子に接続さ
れ、ドレインは低電位側電源７に接続されている。入力
電流の増加とともに出力端子の電圧Voutが降下し、Vinー
Voutの電圧差がPMOSトランジスタのしきい値電圧Vtを越
えると、トランジスタM1がオンとなり電流が流れ始める
が、この電流に比例した電圧降下が抵抗Rsの両端に生じ
るため、トランジスタM1のゲートソース間電圧の急激な
増大が抑制されることになる。
【００３４】したがって、急激な出力電圧Voutの変化に
対しても、トランジスタM1 が過剰に電流を引くことに
よる出力波形の歪みを抑さえることができ、安定した出
力波形を得ることができる。
対しても、トランジスタM1 が過剰に電流を引くことに
よる出力波形の歪みを抑さえることができ、安定した出
力波形を得ることができる。
【００３５】（実施の形態３）図４に、本発明請求項
２、４、５及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の
形態を示す。実施の形態１の場合と同じように、１は反
転増幅回路、２は帰還抵抗、３はフォトダイオードであ
り、帰還抵抗２は反転増幅回路１の入出力間に接続さ
れ、フォトダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子
に電流を流し込む方向に接続されている。PMOSトランジ
スタM1のソースは、電流電圧変換手段５としてのドレイ
ンとゲートが接続されたPMOSトランジスタM2のドレイン
に接続され、該PMOSトランジスタM2のソースは、反転増
幅回路１の入力端子に接続されている。また、PMOSトラ
ンジスタM1のゲートは、反転増幅回路１の出力端子に接
続され、ドレインは低電位側電源７に接続されている。
したがって、入力電流の増加とともに出力端子の電圧Vo
utが降下するが、VinーVoutの電圧差がPMOSトランジスタ
のしきい値電圧Vtの２倍を越えると、トランジスタM1及
びM2がオン状態となり、フォトダイオードからの電流の
一部を低電位側電源７に流し込み、反転増幅回路１の出
力電圧Voutの過剰な降下を抑制するようになる。
２、４、５及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の
形態を示す。実施の形態１の場合と同じように、１は反
転増幅回路、２は帰還抵抗、３はフォトダイオードであ
り、帰還抵抗２は反転増幅回路１の入出力間に接続さ
れ、フォトダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子
に電流を流し込む方向に接続されている。PMOSトランジ
スタM1のソースは、電流電圧変換手段５としてのドレイ
ンとゲートが接続されたPMOSトランジスタM2のドレイン
に接続され、該PMOSトランジスタM2のソースは、反転増
幅回路１の入力端子に接続されている。また、PMOSトラ
ンジスタM1のゲートは、反転増幅回路１の出力端子に接
続され、ドレインは低電位側電源７に接続されている。
したがって、入力電流の増加とともに出力端子の電圧Vo
utが降下するが、VinーVoutの電圧差がPMOSトランジスタ
のしきい値電圧Vtの２倍を越えると、トランジスタM1及
びM2がオン状態となり、フォトダイオードからの電流の
一部を低電位側電源７に流し込み、反転増幅回路１の出
力電圧Voutの過剰な降下を抑制するようになる。
【００３６】このように、トランジスタM1のソースと反
転増幅回路１の入力端子の間に、ドレインとゲートが接
続されたトランジスタをN個挿入することにより、トラ
ンジスタM1がオンする出力電圧をVin-(N+1)Vtに設定す
ることができ、出力電圧振幅を容易に制御することが可
能となる。
転増幅回路１の入力端子の間に、ドレインとゲートが接
続されたトランジスタをN個挿入することにより、トラ
ンジスタM1がオンする出力電圧をVin-(N+1)Vtに設定す
ることができ、出力電圧振幅を容易に制御することが可
能となる。
【００３７】（実施の形態４）図５に、本発明請求項６
及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の形態を示
す。実施の形態１の場合と同じように、１は反転増幅回
路、２は帰還抵抗、３はフォトダイオードであり、帰還
抵抗２は反転増幅回路１の入出力間に接続され、フォト
ダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子に電流を流
し込む方向に接続されている。PMOSトランジスタM1のソ
ースは、反転増幅回路１の入力端子に接続され、ゲート
は反転増幅回路１の出力端子に接続され、ドレインはカ
レントミラー回路６の入力端子に接続されている。該カ
レントミラー回路の出力端子は、反転増幅回路１の入力
端子に接続されている。
及び７に係わる光受信用前置増幅器の実施の形態を示
す。実施の形態１の場合と同じように、１は反転増幅回
路、２は帰還抵抗、３はフォトダイオードであり、帰還
抵抗２は反転増幅回路１の入出力間に接続され、フォト
ダイオード３は、反転増幅回路１の入力端子に電流を流
し込む方向に接続されている。PMOSトランジスタM1のソ
ースは、反転増幅回路１の入力端子に接続され、ゲート
は反転増幅回路１の出力端子に接続され、ドレインはカ
レントミラー回路６の入力端子に接続されている。該カ
レントミラー回路の出力端子は、反転増幅回路１の入力
端子に接続されている。
【００３８】また、該カレントミラー回路は、ドレイン
とゲートが接続されたNMOSトランジスタM2と、ゲートが
トランジスタM2のゲートに接続されたNMOSトランジスタ
M3により構成されている。入力電流の増加とともに出力
端子の電圧Voutが降下し、Vin-Voutの電圧差がPMOSトラ
ンジスタのしきい値電圧Vtを越えると、トランジスタM1
がオン状態となり電流が流れ始める。該トランジスタM1
のドレイン電流をI1とする。また、カレントミラー回路
６のミラー比をAとすると、カレントミラー回路６はさ
らにA I1の電流を引くことになる。したがって、入力端
子から合計I1 (A + 1 )の電流を引き抜くことができ
る。ところで実施の形態１において、トランジスタM1が
引き抜く電流量を大きくするためには、トランジスタM1
のサイズを大きくしなければならない。しかし、トラン
ジスタM1のサイズを大きくすると、入力端子に寄生する
浮遊容量Cinが大幅に増加することになる。（数４）か
ら明らかなように、トランスインピーダンス増幅器の帯
域は、入力容量Cinに逆比例するので、入力容量の増大
により周波数特性が劣化することになる。また、入力容
量Cinの増大は、ノイズ特性も劣化させる。
とゲートが接続されたNMOSトランジスタM2と、ゲートが
トランジスタM2のゲートに接続されたNMOSトランジスタ
M3により構成されている。入力電流の増加とともに出力
端子の電圧Voutが降下し、Vin-Voutの電圧差がPMOSトラ
ンジスタのしきい値電圧Vtを越えると、トランジスタM1
がオン状態となり電流が流れ始める。該トランジスタM1
のドレイン電流をI1とする。また、カレントミラー回路
６のミラー比をAとすると、カレントミラー回路６はさ
らにA I1の電流を引くことになる。したがって、入力端
子から合計I1 (A + 1 )の電流を引き抜くことができ
る。ところで実施の形態１において、トランジスタM1が
引き抜く電流量を大きくするためには、トランジスタM1
のサイズを大きくしなければならない。しかし、トラン
ジスタM1のサイズを大きくすると、入力端子に寄生する
浮遊容量Cinが大幅に増加することになる。（数４）か
ら明らかなように、トランスインピーダンス増幅器の帯
域は、入力容量Cinに逆比例するので、入力容量の増大
により周波数特性が劣化することになる。また、入力容
量Cinの増大は、ノイズ特性も劣化させる。
【００３９】一方、本発明によれば、トランジスタM1及
びM3のトランジスタサイズを小さく設定しておき、カレ
ントミラー回路６のミラー比Aを大きく設定することに
より、入力容量Cinの大幅な増大を招くことなく、引き
抜く電流を大きくすることが可能となる。
びM3のトランジスタサイズを小さく設定しておき、カレ
ントミラー回路６のミラー比Aを大きく設定することに
より、入力容量Cinの大幅な増大を招くことなく、引き
抜く電流を大きくすることが可能となる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明した様に請求項１及び７の発明
によれば、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接
続された帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器におい
て、ソースが上記反転増幅回路の入力端子に接続され、
ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接続され、ドレ
インが電源端子に接続されたトランジスタを具備する構
成としているので、入力電流が大きくなり入出力間の電
圧差がトランジスタのしきい値電圧Vtを越えると、トラ
ンジスタがオン状態となり入力端子から電流を引き抜く
ので、帰還抵抗に流れ込む電流が減少し、広ダイナミッ
クレンジ化が図られる。
によれば、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接
続された帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器におい
て、ソースが上記反転増幅回路の入力端子に接続され、
ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接続され、ドレ
インが電源端子に接続されたトランジスタを具備する構
成としているので、入力電流が大きくなり入出力間の電
圧差がトランジスタのしきい値電圧Vtを越えると、トラ
ンジスタがオン状態となり入力端子から電流を引き抜く
ので、帰還抵抗に流れ込む電流が減少し、広ダイナミッ
クレンジ化が図られる。
【００４１】また、請求項２、３、５及び７の発明によ
れば、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続さ
れた帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、
一端が上記反転増幅回路の入力端子に接続された電流電
圧変換手段と、ソースが該電流電圧変換手段のもう一端
に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接
続され、ドレインが電源端子に接続されたトランジスタ
とを具備する構成とし、上記電流電圧変換手段として抵
抗を用いているので、該抵抗の両端に生じる電圧降下の
ためトランジスタのゲートソース間電圧の急激な増大が
妨げられるため、安定した出力波形を得ることができ
る。
れば、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続さ
れた帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、
一端が上記反転増幅回路の入力端子に接続された電流電
圧変換手段と、ソースが該電流電圧変換手段のもう一端
に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接
続され、ドレインが電源端子に接続されたトランジスタ
とを具備する構成とし、上記電流電圧変換手段として抵
抗を用いているので、該抵抗の両端に生じる電圧降下の
ためトランジスタのゲートソース間電圧の急激な増大が
妨げられるため、安定した出力波形を得ることができ
る。
【００４２】また、請求項２、４、５及び７の発明によ
れば、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続さ
れた帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、
一端が上記反転増幅回路の入力端子に接続された電流電
圧変換手段と、ソースが該電流電圧変換手段のもう一端
に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接
続され、ドレインが電源端子に接続されたトランジスタ
とを具備する構成とし、上記電流電圧変換手段としてド
レインとゲートが接続されたトランジスタの縦続接続を
用いているので、縦続接続されたトランジスタの数をN
とすると、トランジスタがオン状態になる出力電圧はVi
n - (N+1) Vtとなり、出力電圧振幅を容易に制御するこ
とが可能となる。
れば、反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続さ
れた帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、
一端が上記反転増幅回路の入力端子に接続された電流電
圧変換手段と、ソースが該電流電圧変換手段のもう一端
に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接
続され、ドレインが電源端子に接続されたトランジスタ
とを具備する構成とし、上記電流電圧変換手段としてド
レインとゲートが接続されたトランジスタの縦続接続を
用いているので、縦続接続されたトランジスタの数をN
とすると、トランジスタがオン状態になる出力電圧はVi
n - (N+1) Vtとなり、出力電圧振幅を容易に制御するこ
とが可能となる。
【００４３】また、請求講６及び７の発明によれば、反
転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続された帰還
抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、出力端子
が上記反転増幅回路の入力端子に接続されたカレントミ
ラー回路と、ソースが上記反転増幅回路の入力端子に接
続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接続さ
れ、ドレインが上記カレントミラー回路の入力端子に接
続されたトランジスタとを具備する構成としているの
で、反転増幅回路の入力容量の大幅な増大を来たすこと
なく、入力端子から引き抜く（または、入力端子に流し
込む）電流量を大きくすることが可能となる。
転増幅回路と、該反転増幅回路に並列に接続された帰還
抵抗とを有する光受信用前置増幅器において、出力端子
が上記反転増幅回路の入力端子に接続されたカレントミ
ラー回路と、ソースが上記反転増幅回路の入力端子に接
続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力端子に接続さ
れ、ドレインが上記カレントミラー回路の入力端子に接
続されたトランジスタとを具備する構成としているの
で、反転増幅回路の入力容量の大幅な増大を来たすこと
なく、入力端子から引き抜く（または、入力端子に流し
込む）電流量を大きくすることが可能となる。
【図１】本発明の実施の形態１に係わる光受信用前置増
幅器を示す電気配線図
幅器を示す電気配線図
【図２】本発明の実施の形態１に係わる光受信用前置増
幅器を示す電気配線図
幅器を示す電気配線図
【図３】本発明の実施の形態２に係わる光受信用前置増
幅器を示す電気配線図
幅器を示す電気配線図
【図４】本発明の実施の形態３に係わる光受信用前置増
幅器を示す電気配線図
幅器を示す電気配線図
【図５】本発明の実施の形態４に係わる光受信用前置増
幅器を示す電気配線図
幅器を示す電気配線図
【図６】トランスインピーダンス型前置増幅器の電気配
線図
線図
【図７】ピーキングの生じたトランスインピーダンスの
周波数特性を示す図
周波数特性を示す図
【図８】従来技術により広ダイナミックレンジ化を図っ
た光受信用前置増幅器を示す電気配線図
た光受信用前置増幅器を示す電気配線図
【図９】従来技術により広ダイナミックレンジ化を図っ
た光受信用前置増幅器の出力波形図
た光受信用前置増幅器の出力波形図
【図１０】本発明の実施の形態１に係わる光受信用前置
増幅器の出力波形図
増幅器の出力波形図
１ 反転増幅回路 ２ 帰還抵抗 ３ フォトダイオード ４ トランジスタ ５ 電流電圧変換手段 ６ カレントミラー回路 ７ 低電位側電源 ８ 高電位側電源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/04 10/06
Claims (7)
- 【請求項１】 反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列
に接続された帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器に
おいて、ソースが上記反転増幅器の入力端子に接続さ
れ、ゲートが上記反転増幅器の出力端子に接続され、ド
レインが電源端子に接続されたトランジスタを具備する
ことを特徴とする光受信用前置増幅器。 - 【請求項２】 反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列
に接続された帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器に
おいて、一端が上記反転増幅回路の入力端子に接続され
た電流電圧変換手段と、ソースが該電流電圧変換手段の
もう一端に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の出力
端子に接続され、ドレインが電源端子に接続されたトラ
ンジスタとを具備することを特徴とする光受信用前置増
幅器。 - 【請求項３】 請求項２記載の光受信用前置増幅器にお
いて、電流電圧変換手段が抵抗であることを特徴とする
光受信用前置増幅器。 - 【請求項４】 請求項２記載の光受信用前置増幅器にお
いて、電流電圧変換手段がドレインとゲートが接続され
たトランジスタの縦続接続により構成されることを特徴
とする光受信用前置増幅器。 - 【請求項５】 請求項２記載の光受信用前置増幅器にお
いて、電流電圧変換手段が抵抗及びドレインとゲートが
接続されたトランジスタの縦続接続により構成されるこ
とを特徴とする光受信用前置増幅器。 - 【請求項６】 反転増幅回路と、該反転増幅回路に並列
に接続された帰還抵抗とを有する光受信用前置増幅器に
おいて、出力端子が上記反転増幅回路の入力端子に接続
されたカレントミラー回路と、ソースが上記反転増幅回
路の入力端子に接続され、ゲートが上記反転増幅回路の
出力端子に接続され、ドレインが上記カレントミラー回
路の入力端子に接続されたトランジスタとを具備するこ
とを特徴とする光受信用前置増幅器。 - 【請求項７】 請求項１乃至請求項７記載の光受信用前
置増幅器において、トランジスタがMOS電界効果トラン
ジスタであることを特徴とする光受信用前置増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8281964A JPH10126167A (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | 光受信用前置増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8281964A JPH10126167A (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | 光受信用前置増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10126167A true JPH10126167A (ja) | 1998-05-15 |
Family
ID=17646359
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8281964A Pending JPH10126167A (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | 光受信用前置増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10126167A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6084232A (en) * | 1997-11-13 | 2000-07-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical receiver pre-amplifier which prevents ringing by shunting an input current of the pre-amplifier |
| WO2003009466A1 (fr) * | 2001-07-16 | 2003-01-30 | Nec Corporation | Circuit de preamplification |
| JP2007129533A (ja) * | 2005-11-04 | 2007-05-24 | New Japan Radio Co Ltd | トランスインピーダンスアンプ |
| JP2008507760A (ja) * | 2004-07-23 | 2008-03-13 | シンボル テクノロジーズ， インコーポレイテッド | 高い強度の周辺光において性能を改善された電気光学リーダ |
| JP2014517634A (ja) * | 2011-11-25 | 2014-07-17 | オムロン株式会社 | 光電センサ |
| CN108700648A (zh) * | 2017-03-29 | 2018-10-23 | 深圳市大疆创新科技有限公司 | 一种放大电路及激光测量装置、移动平台 |
-
1996
- 1996-10-24 JP JP8281964A patent/JPH10126167A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6084232A (en) * | 1997-11-13 | 2000-07-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical receiver pre-amplifier which prevents ringing by shunting an input current of the pre-amplifier |
| WO2003009466A1 (fr) * | 2001-07-16 | 2003-01-30 | Nec Corporation | Circuit de preamplification |
| US7126412B2 (en) | 2001-07-16 | 2006-10-24 | Nec Corporation | Preamplification circuit |
| JP2008507760A (ja) * | 2004-07-23 | 2008-03-13 | シンボル テクノロジーズ， インコーポレイテッド | 高い強度の周辺光において性能を改善された電気光学リーダ |
| JP2007129533A (ja) * | 2005-11-04 | 2007-05-24 | New Japan Radio Co Ltd | トランスインピーダンスアンプ |
| JP2014517634A (ja) * | 2011-11-25 | 2014-07-17 | オムロン株式会社 | 光電センサ |
| CN108700648A (zh) * | 2017-03-29 | 2018-10-23 | 深圳市大疆创新科技有限公司 | 一种放大电路及激光测量装置、移动平台 |
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