JP3599274B2

JP3599274B2 - トランスインピーダンスアンプ

Info

Publication number: JP3599274B2
Application number: JP2000257034A
Authority: JP
Inventors: 誠中村; 昇石原; 正樹廣瀬; 健吾野口
Original assignee: NTT Electronics Corp; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Electronics Corp; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2000-08-28
Filing date: 2000-08-28
Publication date: 2004-12-08
Anticipated expiration: 2020-08-28
Also published as: JP2002076793A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光受信回路が光電変換した電流信号を受信し、電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプに関するものであり、特に、差動出力信号の直流レベル差が小さいトランスインピーダンスアンプに関するものである。
【０００２】
具体的には、高速データ伝送を可能とする光伝送システム、光インターコネクション等の光伝送回路において、光信号を電気信号に変換する光受信器として適用されるものである。
【０００３】
【従来の技術】
光受信器におけるトランスインピーダンスアンプ（プリアンプ）は、受光素子が光信号を変換した電流信号を受信し、この受信した電流信号をインピーダンス変換して電圧信号を出力するものである。
【０００４】
図６は、従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１１の基本構成とその動作原理とを示す図である。
【０００５】
従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１１は、受光素子７と、帰還抵抗８（Ｒｆ）と、増幅回路９とを有する。
【０００６】
従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１１は、受光素子７が光信号を変換した電流信号Ｉ_ｉｎを受信し、この受信した電流信号Ｉ_ｉｎを、インピーダンス変換利得Ｚ_ｔ（〜Ｒ_ｆ）によって、電圧信号Ｖ_ｏｕｔに変換し、出力する。
【０００７】
図７は、従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１２を示す構成図である。
【０００８】
従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１２は、基本的には、従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１１と同じであるが、出力バッファ回路２と、参照電圧源１１とを有する点が、従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１１とは異なる。
【０００９】
つまり、トランスインピーダンスアンプを使用して高速伝送する場合、高周波での信号を効率的に伝達するために、５０Ω等のインピーダンス整合が行われ、この整合用負荷抵抗を駆動し、信号伝達を行うための電圧振幅を得るためには、出力バッファ回路２を必要とする。また、高周波で安定した動作を得るためには、上記出力バッファ回路２として、差動構成が用いられる。この差動構成を実現するために、参照電圧源１１が使用されている。
【００１０】
つまり、従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１２には、バッファ回路２と、電流信号入力端子５と、電圧信号出力端子６と、帰還抵抗８と、増幅回路９とが設けられている。電流信号入力端子５には、受光素子７の出力端子が接続されている。
【００１１】
インピーダンス変換増幅回路９の出力信号を、差動バッファ回路２の入力端子に入力する。一方、出力バッファ回路２には、上記インピーダンス変換増幅回路９の出力信号の他に、差動動作を得るための参照電圧Ｖ_ｒｅｆを、トランスインピーダンスアンプＴＡ１２の外部から、別途与える必要がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１２では、差動信号を得るために差動回路２の２つの入力端子のうちの一方の入力端子に信号を入力し、他方の入力端子に参照電圧Ｖ_ｒｅｆを入力する必要があり、信号入力の直流レベルと、参照電圧Ｖ_ｒｅｆとの間に差分があると、誤差電圧ΔＶになり、バッファ回路２の線形動作範囲からはずれ、波形歪を引き起こすという問題がある。
【００１３】
さらに、この参照電圧Ｖ_ｒｅｆの誤差電圧ΔＶは、２つの差動出力の直流レベルの差分となって現れるので、トランスインピーダンスアンプＴＡ１２の後段回路において直流結合で接続する場合、信号オフセット電圧になり、後段増幅回路（ポストアンプ等）で波形歪を引き起こす要因になるという問題がある。
【００１４】
図８は、上記従来例において、差動出力バッファ回路２における入出力信号と参照電圧誤差との関係を示す図である。
【００１５】
出力バッファ回路２に入力信号Ｖ_０が入力されると、バッファ回路２から、正転出力信号Ｖ_ｏｕｔｐと、反転出力信号Ｖ_ｏｕｔｎとが出力される。また、出力バッファ回路２が入力する誤差電圧をΔＶとし、出力バッファ回路２の電圧利得をＧとすると、出力バッファ回路２が出力する誤差電圧は、ΔＶ×Ｇになる。
【００１６】
ここで、出力バッファ回路２が、受信感度近辺の微小信号を受信する場合、誤差電圧ΔＶも増幅されるので、高精度な参照電圧Ｖ_ｒｅｆが与えられないと、出力誤差電圧に対する出力電圧の比が大きくなる。
【００１７】
さらに、出力バッファ回路２が差動出力であるので、正転出力信号Ｖ_ｏｕｔｐと、反転出力信号Ｖ_ｏｕｔｎとの直流レベル差は倍になり、ΔＶ×Ｇ×２まで誤差が広がる。
【００１８】
上記従来回路において、上記参照電圧Ｖ_ｒｅｆを外部から与える場合には、電圧印加用の外付け回路を必要とし、さらに微調整を必要とするという問題がある。特に、微小信号を受信する場合は、この調整電圧について高精度な電圧調整が要求されるという問題がある。
【００１９】
さらに、バッファ回路２は、出力負荷を駆動するために、内部回路に比べて大きな電流Ｉを流す必要がある。
【００２０】
図９は、上記従来例における出力バッファ回路２の詳細な回路構成を示す図である。
【００２１】
出力バッファ回路２には、トランジスタの寄生容量１５が存在し、出力負荷抵抗１６が接続されている。出力負荷抵抗１６の値をＲ_Ｌ、差動増幅回路の内部負荷抵抗の値をＲ_Ｌ０、トランジスタに流れる電流をＩとすると、出力電圧の振幅Ｖ_ｏｕｔは
Ｖ_ｏｕｔ＝［１／（１／Ｒ_Ｌ０＋１／Ｒ_Ｌ）］×Ｉ …… 式（１）
である。
【００２２】
したがって、出力電圧の振幅Ｖ_ｏｕｔを大きくしようとすると、トランジスタＴｒに流す電流Ｉを大きくする必要がある。トランジスタＴｒに流す電流を大きくするためには、サイズの大きなトランジスタＴｒを使う必要があるので、トランジスタＴｒの入力容量Ｃ_ｉｎが大きくなる。
【００２３】
このトランジスタＴｒの入力容量Ｃ_ｉｎと、インピーダンス変換増幅回路の出力インピーダンス、出力バッファ回路２の入力インピーダンスとによる時定数とによって、帯域が制限されるという問題がある。
【００２４】
つまり、上記従来例は、差動インタフェースにおける差動出力信号の直流レベル差が大きいので、後段回路と直流結合することができないという問題があり、また、参照電圧を外部から与える必要があり、さらに、高速伝送用トランスインピーダンスアンプにおいて、帯域が制限されるので高速動作を得ることができないという問題がある。
【００２５】
本発明は、高速伝送用トランスインピーダンスアンプにおいて、後段回路と直流結合することができ、また、トランスインピーダンスアンプの外部から、参照電圧を与える必要がないトランスインピーダンスアンプを提供することを目的とするものである。
【００２６】
また、本発明は、波形劣化が改善され、高速動作を得ることができるトランスインピーダンスアンプを提供することを目的とするものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電流信号を入力し電圧信号に変換する第１のインピーダンス変換増幅回路と、上記第１のインピーダンス変換増幅回路の信号出力端子に、入力端子が接続され、上記電圧信号を入力する中間段バッファ回路と、上記第１のインピーダンス変換増幅回路と同一構成を具備し、上記中間段バッファ回路の参照電位端子に、出力端子が接続され、上記電圧信号の直流レベルの参照電圧を上記参照電位端子に出力する第２のインピーダンス変換増幅回路と、上記中間段バッファ回路の各差動出力端子に、各差動入力端子が接続されている出力バッファ回路とを有し、上記中間段バッファ回路を構成するトランジスタの物理的な大きさが、上記出力バッファ回路を構成するトランジスタの物理的な大きさよりも小さいトランスインピーダンスアンプである。
また、本発明は、電流信号を入力し電圧信号に変換する第１のインピーダンス変換増幅回路と、上記第１のインピーダンス変換増幅回路の信号出力端子に、入力端子が接続され、上記電圧信号を入力する中間段バッファ回路と、上記第１のインピーダンス変換増幅回路と同一構成を具備し、上記中間段バッファ回路の参照電位端子に、出力端子が接続され、上記電圧信号の直流レベルの参照電圧を上記参照電位端子に出力する第２のインピーダンス変換増幅回路と、上記中間段バッファ回路の各差動出力端子に、各差動入力端子が接続されている出力バッファ回路とを有し、上記中間段バッファ回路は、上記出力バッファ回路よりも小さい電流で駆動する回路であるトランスインピーダンスアンプである。
【００２８】
【発明の実施の形態および実施例】
図１は、本発明の一実施例であるトランスインピーダンスアンプＴＡ１を示す回路図である。
【００２９】
トランスインピーダンスアンプＴＡ１は、第１のインピーダンス変換増幅回路（プリアンプ）１と、出力バッファ回路２と、第１のインピーダンス変換増幅回路１と同一構成の第２のインピーダンス変換増幅回路（レプリカプリアンプ）３とを有し、受光素子７に接続されている。
【００３０】
第１のインピーダンス変換増幅回路１の出力端子が、出力バッファ回路２の信号入力端子に接続され、第２のインピーダンス変換増幅回路３の出力端子が、出力バッファ回路２の参照電圧端子に接続されている。
【００３１】
次に、トランスインピーダンスアンプＴＡ１の動作について説明する。
【００３２】
図２は、トランスインピーダンスアンプＴＡ１の動作説明図である。
【００３３】
図２（１）には、出力バッファ回路２の入力信号Ｖ_０と、参照電圧Ｖ_ｒｅｆとを示してある。図２（２）には、出力バッファ回路２の正転出力信号Ｖ_ｏｕｔｐと、出力バッファ回路２の反転出力信号Ｖ_ｏｕｔｎと、誤差電圧ΔＶ×Ｇ×２とを示してある。なお、ΔＶは、出力バッファ回路２が入力する誤差電圧であり、Ｇは、出力バッファ回路２の電圧利得である。
【００３４】
ここで、トランスインピーダンスアンプＴＡ１において、第１のインピーダンス変換増幅回路１と第２のインピーダンス変換増幅回路３とが、互いにほぼ同一構成であるので、第１のインピーダンス変換増幅回路１の出力信号Ｖ_０の「０」レベルと、第２のインピーダンス変換増幅回路３の出力電圧Ｖ_ｒｅｆとは、ほぼ一致した電圧値である。したがって、誤差電圧ΔＶが極めて小さく、出力バッファ回路２の正転信号出力Ｖ_ｏｕｔｐ、反転信号出力Ｖ_ｏｕｔｎのオフセット電圧は、バッファの利得で増幅されても、その差分（ΔＶ×Ｇ×２）は小さな値である。
【００３５】
トランスインピーダンスアンプＴＡ１によれば、上記のように、オフセット電圧を小さくすることができるので、後段回路との間で、直流結合が可能になり、結合容量を必要としないので、トランスインピーダンスアンプＴＡ１とその後段回路とを含めた回路が小型である。また、第２のインピーダンス変換増幅回路３が参照電圧Ｖ_ｒｅｆを発生するので、トランスインピーダンスアンプＴＡ１の外部から、参照電圧Ｖ_ｒｅｆを与える必要がない。
【００３６】
図３は、本発明の他の実施例であるトランスインピーダンスアンプＴＡ２の構成を示す図である。
【００３７】
トランスインピーダンスアンプＴＡ２は、第１のインピーダンス変換増幅回路（プリアンプ）１と、出力バッファ回路２と、インピーダンス変換増幅回路１と同一構成のインピーダンス変換増幅回路（レプリカプリアンプ）３と、中間段バッファ回路４と、電流信号入力端子５と、電圧信号出力端子６とを有する。
【００３８】
中間段バッファ回路４は、出力バッファ回路２の前段に設けられ、第２のインピーダンス変換増幅回路３の構成は、第１のインピーダンス変換増幅回路１と全く同一構成であり、バッファ回路２、４の参照電圧Ｖ_ｒｅｆは、第２のインピーダンス変換増幅回路３によって生成されている。
【００３９】
次に、トランスインピーダンスアンプＴＡ２の動作について説明する。
【００４０】
まず、バッファ回路２、４の参照電圧Ｖ_ｒｅｆは、第１のインピーダンス変換増幅回路１と全く同一構成の第２のインピーダンス変換増幅回路３によって生成されているので、バッファ回路２、４において、その入力信号の直流レベルと参照電圧とを、極めて高い精度で一致させることができる。したがって、集積回路（ＬＳＩ）によって回路を構成する場合、２つのインピーダンス変換増幅回路１、３を互いに直近に配置すれば、ほぼ同一の特性を得ることができ、バッファ回路２、４における入力信号の直流レベルと参照電圧との一致精度がさらに高い。
【００４１】
一方、中間段バッファ回路４が、出力バッファ回路２の前に設けられているので、中間段バッファ回路４は、出力負荷を駆動する必要がなく、出力バッファ回路２を構成するトランジスタのサイズよりも、中間段バッファ回路４を構成するトランジスタのサイズを、小さくすることができ、したがって、中間段バッファ回路４と出力バッファ回路２との配線長を短くすることができるので、インピーダンス整合の必要がなく、高速に信号伝達することができる。
【００４２】
つまり、高速伝送においては、出力の配線が長くなると、寄生インダクタンス等の影響によって特性劣化が生じるので、インピーダンス整合を行う必要があり、この整合インピーダンスは、一般に５０Ω程度の小さな値が用いられ、この負荷抵抗を駆動し信号振幅を得るためには、出力バッファ回路に大電流を流す必要がある。しかし、トランスインピーダンスアンプＴＡ２においては、中間段バッファ回路４と出力バッファ回路２との配線長を短くすることができるので、インピーダンス整合を行う必要がなく、したがって、高速に信号伝達することができる。
【００４３】
また、中間段バッファ回路４のトランジスタサイズを小さくすることができる分だけ、寄生容量が減り、中間段バッファ回路４を設けずに出力バッファ回路２に直接接続した場合（トランスインピーダンスアンプＴＡ１）よりも、インピーダンス変換増幅回路１の出力からみた中間段バッファ回路４の入力容量が、小さくなる。
【００４４】
つまり、トランスインピーダンスアンプＴＡ２によれば、差動出力バッファ回路２の参照電圧を高精度に生成することができる。さらに、インピーダンス変換増幅回路１からみた出力バッファ回路２の入力容量を低減することができるので、帯域劣化を改善できる。したがって、従来問題となっていた波形歪をなくし、高周波でも動作可能とすることができる。これによって、高速動作可能な差動インタフェースを有するトランスインピーダンスアンプを提供することができる。
【００４５】
図４は、トランスインピーダンスアンプＴＡ２を具体的に示す回路図である。
【００４６】
図４に示すトランスインピーダンスアンプＴＡ２は、第１のインピーダンス変換増幅回路（プリアンプ）１と、出力バッファ回路２と、第１のインピーダンス変換増幅回路１と同一構成のインピーダンス変換増幅回路３と、中間段バッファ回路４とを有し、受光素子７に接続されている。第１のインピーダンス変換増幅回路１、３には、それぞれ、帰還抵抗Ｒｆが接続されている。
【００４７】
中間段バッファ回路４は、第１のインピーダンス変換増幅回路１、第２のインピーダンス変換増幅回路３と、出力バッファ回路２との間に接続されている。中間段バッファ回路４が設けられているので、第１のインピーダンス変換回路１の出力負荷は、中間段バッファ回路４の入力インピーダンスである。
【００４８】
ところで、出力バッファ回路２の入力インピーダンスの値が比較的大きく、出力バッファ回路２の入力インピーダンスが、中間段バッファ回路４の負荷であるので、中間段バッファ回路４に大電流を流す必要がなく、中間段バッファ回路４のトランジスタサイズを、出力バッファ回路サイズ２とは別に設定することができる。
【００４９】
図５は、トランスインピーダンスアンプＴＡ２における中間段バッファ回路４、出力バッファ回路２の具体例を示す回路図である。
【００５０】
出力バッファ回路２には、出力負荷抵抗１６が設けられている。
【００５１】
トランスインピーダンスアンプＴＡ２の構成によれば、中間段バッファ回路４のトランジスタサイズを変更することができる。すなわち、図５に示すように、中間段バッファ回路４の入力トランジスタＴｒ１に流す電流Ｉ_１を、出力バッファ回路２の入力部のトランジスタＴｒ２に流す電流Ｉ_２よりも低減することができる。
【００５２】
つまり、高速伝送では負荷抵抗として、一般的に比較的小さな抵抗値５０Ωが用いられるので、インピーダンス整合を行い、この負荷を駆動し、出力振幅を得るためには、大電流が必要である。たとえば、負荷抵抗５０Ωで、インピーダンス整合をとるために、バッファ回路の出力インピーダンスを５０Ωとした場合に１Ｖの信号振幅を得ようとすると、４０ｍＡ以上の駆動電流が必要になる。このために、出力バッファ回路２を構成するトランジスタサイズは、１ｍＡ程度を流しているプリアンプ回路のトランジスタよりも、全体的に大きく、入力部のトランジスタの寄生容量が、そのサイズに比例して大きな値になり、帯域劣化の原因になる。
【００５３】
ところが、上記トランスインピーダンスアンプＴＡ２において、中間段バッファ回路４を設けることによって、中間段バッファ回路４のトランジスタサイズを小さくすることができるので、中間段バッファ回路４における寄生容量が減り、トランスインピーダンスアンプの帯域改善に有効である。
【００５４】
上記実施例によれば、高速伝送用トランスインピーダンスアンプにおいて、波形劣化を改善し、高速動作を得ることができ、また、差動出力信号の直流レベル差の小さな差動インタフェースを提供できるので、後段回路と直流結合することができる。また、参照電圧を外部から与える必要がなくなる。
【００５５】
これによって、光伝送用トランスインピーダンスアンプにおいて、波形劣化を排除することができ、したがって、信号劣化を低減できる。特に、集積回路の場合、外部電圧用部品を削減できるため、小型化、経済化に有効である。さらに、後段回路との直流結合によって後段回路との結合容量が不要とすることに加え、バースト信号のような低周波から帯域の必要な信号伝送が可能となる。
【００５６】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、インピーダンス変換増幅回路と出力バッファ回路との間に、中間段バッファ回路を設け、この中間段バッファ回路のトランジスタサイズが小さいので、入力容量を小さくすることができ、したがって、時定数を小さくすることができ、よって、インピーダンス変換増幅回路の帯域を広げることができるという効果を奏する。
【００５７】
請求項２記載の発明によれば、インピーダンス変換増幅回路と出力バッファ回路との間に、中間段バッファ回路を設け、より小さい電流で駆動する中間段バッファ回路を挿入し、これによって、入力容量を小さくすることができ、したがって、時定数を小さくすることができ、よって、インピーダンス変換増幅回路の帯域を広げることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例であるトランスインピーダンスアンプＴＡ１を示す回路図である。
【図２】トランスインピーダンスアンプＴＡ１の動作説明図である。
【図３】本発明の他の実施例であるトランスインピーダンスアンプＴＡ２の構成を示す図である。
【図４】トランスインピーダンスアンプＴＡ２を具体的に示す回路図である。
【図５】トランスインピーダンスアンプＴＡ２における中間段バッファ回路４、出力バッファ回路２の具体例を示す回路図である。
【図６】従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１１の基本構成とその動作原理とを示す図である。
【図７】従来のトランスインピーダンスアンプＴＡ１２を示す構成図である。
【図８】上記従来例において、差動出力バッファ回路２における入出力信号と参照電圧誤差との関係を示す図である。
【図９】上記従来例における出力バッファ回路２の詳細な回路構成を示す図である。
【符号の説明】
ＴＡ１、ＴＡ２…トランスインピーダンスアンプ、
１…第１のインピーダンス変換増幅回路、
２…出力バッファ回路、
３…インピーダンス変換増幅回路１と同一構成を有する第２のインピーダンス変換増幅回路、
４…中間段バッファ回路、
５…電流信号入力端子、
６…電圧信号出力端子、
７…受光素子、
８…帰還抵抗、
９…増幅回路、
１５…トランジスタの寄生容量、
１６…出力負荷抵抗、
Ｖ_０…出力バッファ回路２の入力信号、
Ｖ_ｒｅｆ…参照電圧、
Ｖ_ｏｕｔｐ…出力バッファ回路２の正転出力信号、
Ｖ_ｏｕｔｎ…出力バッファ回路２の反転出力信号。

Claims

電流信号を入力し電圧信号に変換する第１のインピーダンス変換増幅回路と；
上記第１のインピーダンス変換増幅回路の信号出力端子に、入力端子が接続され、上記電圧信号を入力する中間段バッファ回路と；
上記第１のインピーダンス変換増幅回路と同一構成を具備し、上記中間段バッファ回路の参照電位端子に、出力端子が接続され、上記電圧信号の直流レベルの参照電圧を上記参照電位端子に出力する第２のインピーダンス変換増幅回路と；
上記中間段バッファ回路の各差動出力端子に、各差動入力端子が接続されている出力バッファ回路と；
を有し、上記中間段バッファ回路を構成するトランジスタの物理的な大きさが、上記出力バッファ回路を構成するトランジスタの物理的な大きさよりも小さいことを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
電流信号を入力し電圧信号に変換する第１のインピーダンス変換増幅回路と；
上記第１のインピーダンス変換増幅回路の信号出力端子に、入力端子が接続され、上記電圧信号を入力する中間段バッファ回路と；
上記第１のインピーダンス変換増幅回路と同一構成を具備し、上記中間段バッファ回路の参照電位端子に、出力端子が接続され、上記電圧信号の直流レベルの参照電圧を上記参照電位端子に出力する第２のインピーダンス変換増幅回路と；
上記中間段バッファ回路の各差動出力端子に、各差動入力端子が接続されている出力バッファ回路と；
を有し、上記中間段バッファ回路は、上記出力バッファ回路よりも小さい電流で駆動する回路であることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。