JPH0254028B2 - - Google Patents
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- JPH0254028B2 JPH0254028B2 JP61005586A JP558686A JPH0254028B2 JP H0254028 B2 JPH0254028 B2 JP H0254028B2 JP 61005586 A JP61005586 A JP 61005586A JP 558686 A JP558686 A JP 558686A JP H0254028 B2 JPH0254028 B2 JP H0254028B2
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- JP
- Japan
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- switching
- power supply
- primary winding
- winding
- voltage
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- 230000004907 flux Effects 0.000 description 14
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 3
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、スイツチング・トランスの利用効率
を高めたスイツチング電源回路に関する。
を高めたスイツチング電源回路に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
第４図乃至第６図は各別のフオワード・コンバ
ータの一例を示す図である。図中１はスイツチン
グ・トランジスタ、２は励磁リセツト用のダイオ
ード、３はスイツチング・トランスである。そし
て４は整流用ダイオード、５はスナバー回路であ
る。
ータの一例を示す図である。図中１はスイツチン
グ・トランジスタ、２は励磁リセツト用のダイオ
ード、３はスイツチング・トランスである。そし
て４は整流用ダイオード、５はスナバー回路であ
る。
ここで第４図に示すものは１石フオワード形と
呼ばれ、第５図のものはダブルエンド形フオワー
ドと呼ばれる。
呼ばれ、第５図のものはダブルエンド形フオワー
ドと呼ばれる。
これらの動作は、スイツチング・トランジスタ
のONの期間にスイツチング・トランスの一次側
から二次側へ電力を伝え、OFFの期間にスイツ
チング・トランスの励磁エネルギーをリセツトす
るものである。
のONの期間にスイツチング・トランスの一次側
から二次側へ電力を伝え、OFFの期間にスイツ
チング・トランスの励磁エネルギーをリセツトす
るものである。
これらの方式は、プツシユプルコンバータやブ
リツジコンバータとは異なりトランジスタの
OFFの期間に励磁された磁束をリセツトするこ
とが出来るのでスイツチング・トランジスタの経
時変化が負荷変動の過渡時にスイツチング・トラ
ンスが飽和する偏磁（直流励磁）現象が発生しな
い利点がある。
リツジコンバータとは異なりトランジスタの
OFFの期間に励磁された磁束をリセツトするこ
とが出来るのでスイツチング・トランジスタの経
時変化が負荷変動の過渡時にスイツチング・トラ
ンスが飽和する偏磁（直流励磁）現象が発生しな
い利点がある。
ここで励磁について簡単に説明すると一次巻線
数n1のスイツチング・トランスに、直流電圧Ei
が、時間Ton印加されるとスイツチング・トラン
スのコアに発生する磁束φsは次式で与えられる。
数n1のスイツチング・トランスに、直流電圧Ei
が、時間Ton印加されるとスイツチング・トラン
スのコアに発生する磁束φsは次式で与えられる。
φset＝１／n1・Ei・Ton
すなわち磁束φsは、印加電圧Eiと印加時間
Tonとの積で与えられ、スイツチング・トランス
を通過する電力である。二次側への供給電力には
影響されないことになる。
Tonとの積で与えられ、スイツチング・トランス
を通過する電力である。二次側への供給電力には
影響されないことになる。
一般的は磁材では、最大磁束密度（発生した磁
束をコアの実効断面積で割つた値：単位面積当り
の磁束）の限界があり、これを越えて励磁すると
飽和し、磁材の透磁率が急速に低下して、一次巻
線のインダクタンスは急激に空芯コイルに近くな
り、スイツチング・トランスとしての機能を失
う。
束をコアの実効断面積で割つた値：単位面積当り
の磁束）の限界があり、これを越えて励磁すると
飽和し、磁材の透磁率が急速に低下して、一次巻
線のインダクタンスは急激に空芯コイルに近くな
り、スイツチング・トランスとしての機能を失
う。
したがつて、スイツチング・トランジスタの、
OFF期間には、確実に、励磁された磁束をリセ
ツトする必要がある。
OFF期間には、確実に、励磁された磁束をリセ
ツトする必要がある。
第４図のコンバータでは、スイツチング・トラ
ンジスタ１がOFFすると、スイツチング・トラ
ンス３の一次巻線に逆起電力が発生し、励磁され
た磁束をリセツトする。
ンジスタ１がOFFすると、スイツチング・トラ
ンス３の一次巻線に逆起電力が発生し、励磁され
た磁束をリセツトする。
この時の逆記電圧をEi程度になる様にCRスナ
バー５の値を設定しても一般にスイツチング・ト
ランジスタの耐圧は最低2Ei必要となる。
バー５の値を設定しても一般にスイツチング・ト
ランジスタの耐圧は最低2Ei必要となる。
第５図のコンバータは、スイツチング・トラン
ジスタ１がOFFするとスイツチング・トランス
３の一次巻線に発生する逆起電力は、ダイオード
２を介して直流電源に回生し、一次巻線はEiでク
ランプされ、リセツトされる。
ジスタ１がOFFするとスイツチング・トランス
３の一次巻線に発生する逆起電力は、ダイオード
２を介して直流電源に回生し、一次巻線はEiでク
ランプされ、リセツトされる。
リセツトされる磁束φresは次式で与えられる。
φres＝１／n1・Ei・Toff
したがつて第４、第５図の、コンバータを動作
させる為に必要な、励磁に関する条件は、 φset≦φres となり １／n1・Ei・Ton≦１／n1・Ei・Toff である。
させる為に必要な、励磁に関する条件は、 φset≦φres となり １／n1・Ei・Ton≦１／n1・Ei・Toff である。
ここで時比率（Ton／Tom＋Toff×100％）の理論
的な限界値は、Ton≦Toffから50％となるが、
実用的には余裕を見込んで最大30〜40％で設計し
使用する。
実用的には余裕を見込んで最大30〜40％で設計し
使用する。
第６図のコンバータは、スイツチング・トラン
スに励磁リセツト用の第３の巻線を有するタイプ
で、第４図に示すコンバータでは、励磁エネルギ
ーをCRスナバー回路で消費させているのに対し
て、ダイオード２を介して直流電源に回生するも
のである。
スに励磁リセツト用の第３の巻線を有するタイプ
で、第４図に示すコンバータでは、励磁エネルギ
ーをCRスナバー回路で消費させているのに対し
て、ダイオード２を介して直流電源に回生するも
のである。
この時にリセツトされる磁束φresは次式で表
わされる。
わされる。
φres＝１／n3・Ei・Toff
この式から第６図のコンバータは、第３巻線の
巻数n3を少なくすると、Toffを短くしても必要
なリセツト磁束を得られることになる。
巻数n3を少なくすると、Toffを短くしても必要
なリセツト磁束を得られることになる。
一例として、巻線比をn3＝0.5n1とすると時比
率の限界値は約67％となる。
率の限界値は約67％となる。
しかしながら第３、第１の巻線は、スイツチン
グ・トランスで結合しているので、スイツチン
グ・トランジスタのOFF時にダイオード２がON
して、第３の巻線がEiにクランプされると、第１
の巻線には、 n1／n3・Ei＝2Ei もの逆起電力が発生する。そしてこの逆起電力
は直流電源電圧Qiに重畳されてスイツチング・
トランジスタに印加され、その電圧は、 （１＋n2／n3）Ei＝3Ei にもなる問題があつた。
グ・トランスで結合しているので、スイツチン
グ・トランジスタのOFF時にダイオード２がON
して、第３の巻線がEiにクランプされると、第１
の巻線には、 n1／n3・Ei＝2Ei もの逆起電力が発生する。そしてこの逆起電力
は直流電源電圧Qiに重畳されてスイツチング・
トランジスタに印加され、その電圧は、 （１＋n2／n3）Ei＝3Ei にもなる問題があつた。
このように第４図ないし第６図のフオワードコ
ンバータでは、スイツチング・トランジスタの
OFF期間に励磁エネルギーをリセツトできる。
したがつて、プツシユプル形やブリツジ形のコン
バータで問題となる、スイツチング・トランスの
コアーの飽和による偏磁を生じない利点を有する
反面、時比率を50％以下にすることが出来ず、ス
イツチング・トランスの有効利用ができなかつ
た。
ンバータでは、スイツチング・トランジスタの
OFF期間に励磁エネルギーをリセツトできる。
したがつて、プツシユプル形やブリツジ形のコン
バータで問題となる、スイツチング・トランスの
コアーの飽和による偏磁を生じない利点を有する
反面、時比率を50％以下にすることが出来ず、ス
イツチング・トランスの有効利用ができなかつ
た。
［発明の目的］
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、
時比率を50％以上にでき、偏磁（直流励磁）現象
がなく、励磁された磁束を確実にリセツトできる
スイツチング電源回路を提供することを目的とす
るものである。
時比率を50％以上にでき、偏磁（直流励磁）現象
がなく、励磁された磁束を確実にリセツトできる
スイツチング電源回路を提供することを目的とす
るものである。
［発明の概要］
本発明は２組の一次巻線を直列に電流電源に接
続し、電源と各一次巻線の間および一次巻線相互
の直列接続点にそれぞれスイツチング素子を介挿
し、各一次巻線の端部と電源との間に一次巻線に
発生する逆起電力を電源に回生するダイオードを
介挿したことを特徴とするものである。
続し、電源と各一次巻線の間および一次巻線相互
の直列接続点にそれぞれスイツチング素子を介挿
し、各一次巻線の端部と電源との間に一次巻線に
発生する逆起電力を電源に回生するダイオードを
介挿したことを特徴とするものである。
「発明の実施例」
以下本発明の一実施例を第１図に示す回路図を
参照して詳細に説明する。直流電源１１の両端
に、第１のスイツチング素子１２、スイツチン
グ・トランス１３の第１の一次巻線１３Ａ、第２
のスイツチング素子１４、スイツチング・トラン
ス１３の第２の一次巻線１３Ｂおよび第３のスイ
ツチング素子１５を直列に接続する。
参照して詳細に説明する。直流電源１１の両端
に、第１のスイツチング素子１２、スイツチン
グ・トランス１３の第１の一次巻線１３Ａ、第２
のスイツチング素子１４、スイツチング・トラン
ス１３の第２の一次巻線１３Ｂおよび第３のスイ
ツチング素子１５を直列に接続する。
ここでスイツチング素子１２，１４，１５は、
たとえばスイツチング・トランジスタで、図示し
ない制御回路により同時にON、OFF制御され
る。
たとえばスイツチング・トランジスタで、図示し
ない制御回路により同時にON、OFF制御され
る。
またスイツチング・トランジスタ１３は、電気
的に等しい巻線np1，np2の、２組の一次巻線１３
Ａ，１３Ｂおよび二次巻線１３Ｃを有するもので
ある。
的に等しい巻線np1，np2の、２組の一次巻線１３
Ａ，１３Ｂおよび二次巻線１３Ｃを有するもので
ある。
そして第２のスイツチング素子１４と第１の一
次巻線１３Ａの直列接続点および第３のスイツチ
ング素子１５と第２の一次巻線１３Ｂの直列接続
点を、それぞれダイオード１６，１７を順方向に
介して直流電源１１の正極端子に接続している。
次巻線１３Ａの直列接続点および第３のスイツチ
ング素子１５と第２の一次巻線１３Ｂの直列接続
点を、それぞれダイオード１６，１７を順方向に
介して直流電源１１の正極端子に接続している。
また第１のスイツチング素子１２と第１の一次
巻線１３Ａの直列接続点および第２のスイツチン
グ素子１４と第２の一次巻線１３Ｂの直列接続点
を、それぞれダイオード１８，１９を逆方向に介
して直流電源１１の負極端子に接続している。
巻線１３Ａの直列接続点および第２のスイツチン
グ素子１４と第２の一次巻線１３Ｂの直列接続点
を、それぞれダイオード１８，１９を逆方向に介
して直流電源１１の負極端子に接続している。
このような構成であれば、スイツチング素子１
２，１４，１５がONするとスイツチング・トラ
ンス１３の第１、第２の一次巻線１３Ａ，１３Ｂ
に直流電圧Eiが印加される。
２，１４，１５がONするとスイツチング・トラ
ンス１３の第１、第２の一次巻線１３Ａ，１３Ｂ
に直流電圧Eiが印加される。
この時にスイツチング・トランス１３のコア内
に蓄えれる磁束φsetはスイツチング・トランジス
タのON時間をTonとすれば、次式で与えられ
る。
に蓄えれる磁束φsetはスイツチング・トランジス
タのON時間をTonとすれば、次式で与えられ
る。
φset＝１／（nP1＋nP2）・Ei・Ton
次にスイツチング素子１２，１４，１５が
OFF状態になると、一次巻線に流れている電流
は、一次巻線自体のインダクタンスの為に、急に
OFFすることはできず、流れ続けようとする。
OFF状態になると、一次巻線に流れている電流
は、一次巻線自体のインダクタンスの為に、急に
OFFすることはできず、流れ続けようとする。
すなわち一次巻線に逆起電力が発生し、第１の
一次巻線に発生した逆起電力はダイオード１６，
１８を順方向にバイアスして、直流電源１１の電
圧Eiでクランプされ、一次電流は電源１１へ回生
される。
一次巻線に発生した逆起電力はダイオード１６，
１８を順方向にバイアスして、直流電源１１の電
圧Eiでクランプされ、一次電流は電源１１へ回生
される。
同様に第２の一次巻線に発生した逆機電力はダ
イオード１７，１９を順方向にバイアスして直流
電源１１の電圧Eiでクランプされ、一次電流は電
源１１へ回生される。
イオード１７，１９を順方向にバイアスして直流
電源１１の電圧Eiでクランプされ、一次電流は電
源１１へ回生される。
したがつて、スイツチング素子１２，１４，１
５の、OFF時に印加される電圧はEiに過ぎない。
５の、OFF時に印加される電圧はEiに過ぎない。
またスイツチング・トランジスタのOFF時に
リセツトされる磁束φresは φres＝１／nP1・Ei・Toff である。
リセツトされる磁束φresは φres＝１／nP1・Ei・Toff である。
そして第１図に示すコンバータが正常に動作す
るために必要な励磁条件は φset≦φres、但し、np1＝np2 １／2nP1・Ei・Ton≦１／nP1・Ei・Toff したがつてTon≦2Toff となる。よつて時比率の限界は約66.7％となる。
るために必要な励磁条件は φset≦φres、但し、np1＝np2 １／2nP1・Ei・Ton≦１／nP1・Ei・Toff したがつてTon≦2Toff となる。よつて時比率の限界は約66.7％となる。
したがつて、第３図に示す波形図のようにフオ
ワード・コンバータで、同一出力電圧Eoを得る
場合、時比率30％の従来のもの（第３図ａ）で
は、二次巻線電圧は3.33Eoになるのに比して、時
比率が、たとえば60％の上記実施例のもの（第３
図ｂ）では、二次巻線電圧は1.66Eoでよい。
ワード・コンバータで、同一出力電圧Eoを得る
場合、時比率30％の従来のもの（第３図ａ）で
は、二次巻線電圧は3.33Eoになるのに比して、時
比率が、たとえば60％の上記実施例のもの（第３
図ｂ）では、二次巻線電圧は1.66Eoでよい。
この結果、二次巻線数を約半分にでき、出力側
の、図示しない、平滑用のチヨークコイルのイン
ダクタンスも半分で良く、さらにスイツチング素
子の耐圧も低く、すなわち電源電圧Ei程度でよい
利点がある。
の、図示しない、平滑用のチヨークコイルのイン
ダクタンスも半分で良く、さらにスイツチング素
子の耐圧も低く、すなわち電源電圧Ei程度でよい
利点がある。
さらに、従来のフオワード・コンバータに、た
とえばトランジスタ１個とダイオード２個を追加
するだけで本発明の構成を達成でき、構成も極め
て簡単である。そして偏磁現象を発生することな
く、時比率60％で安定に動作でき、たとえばスイ
ツチング素子、スイツチング・トランス等の部品
の電力容量が同じ場合でも、時比率40％の従来の
フオワード・コンバータに比して約1.5倍の電力
を供給可能である。
とえばトランジスタ１個とダイオード２個を追加
するだけで本発明の構成を達成でき、構成も極め
て簡単である。そして偏磁現象を発生することな
く、時比率60％で安定に動作でき、たとえばスイ
ツチング素子、スイツチング・トランス等の部品
の電力容量が同じ場合でも、時比率40％の従来の
フオワード・コンバータに比して約1.5倍の電力
を供給可能である。
なお本発明は、上記実施例に限定されるもので
はなく、例えば第２図に示すように、ダイオード
１７のカソードをダイオード１６のアノードに接
続し、ダイオード１８のアノードをダイオード１
９のカソードに接続しても良い。この場合も略、
第１図に示す実施例と同様の効果を奏することが
できる。
はなく、例えば第２図に示すように、ダイオード
１７のカソードをダイオード１６のアノードに接
続し、ダイオード１８のアノードをダイオード１
９のカソードに接続しても良い。この場合も略、
第１図に示す実施例と同様の効果を奏することが
できる。
［発明の効果］
以上のように本発明によれば偏磁現象を生じる
ことなく時比率を高めることができ、それによつ
てスイツチング・トランスの利用効率を高め得、
スイツチング素子の耐圧を低くでき、大きな電力
を取出すことが可能なスイツチング電源回路を提
供することができる。
ことなく時比率を高めることができ、それによつ
てスイツチング・トランスの利用効率を高め得、
スイツチング素子の耐圧を低くでき、大きな電力
を取出すことが可能なスイツチング電源回路を提
供することができる。
第１図は本考案の一実施例を示す回路図、第２
図は本発明の他の実施例の要部を示す回路図、第
３図は従来および本発明のフオワード・コンバー
タの動作を比較して示す波形図、第４図ないし第
６図は各別の従来のフオワード・コンバータの一
例を示す回路図である。 １１……直流電源、１２，１４，１５……スイ
ツチング素子、１３……スイツチング・トラン
ス、１３Ａ，１３Ｂ……一次巻線、１３Ｃ……二
次巻線、１６〜１９……ダイオード。
図は本発明の他の実施例の要部を示す回路図、第
３図は従来および本発明のフオワード・コンバー
タの動作を比較して示す波形図、第４図ないし第
６図は各別の従来のフオワード・コンバータの一
例を示す回路図である。 １１……直流電源、１２，１４，１５……スイ
ツチング素子、１３……スイツチング・トラン
ス、１３Ａ，１３Ｂ……一次巻線、１３Ｃ……二
次巻線、１６〜１９……ダイオード。
Claims (1)
- １ 直流電源と、この直流電源に２組の一次巻線
を直列に接続したスイツチング・トランスと、上
記直流電源と各一次巻線との接続点および一次巻
線相互の直列接続点にそれぞれ介挿した第１、第
２、第３のスイツチング素子と、上記一次巻線の
各端部と上記直流電源との間に介挿され上記一次
巻線に発生する逆起電力を上記直流電源に回生す
るダイオードとを具備するフオワード型スイツチ
ング電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61005586A JPS62163568A (ja) | 1986-01-14 | 1986-01-14 | フォワード型スイッチング電源回路 |
| US06/947,505 US4736284A (en) | 1986-01-14 | 1986-12-29 | Switching power supply circuit including forward converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61005586A JPS62163568A (ja) | 1986-01-14 | 1986-01-14 | フォワード型スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62163568A JPS62163568A (ja) | 1987-07-20 |
| JPH0254028B2 true JPH0254028B2 (ja) | 1990-11-20 |
Family
ID=11615345
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61005586A Granted JPS62163568A (ja) | 1986-01-14 | 1986-01-14 | フォワード型スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4736284A (ja) |
| JP (1) | JPS62163568A (ja) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4972292A (en) * | 1987-09-30 | 1990-11-20 | Spectra Physics, Inc. | Inductor with centertap switching transistor for reduced radio frequency emissions |
| JPH01303057A (ja) * | 1988-05-31 | 1989-12-06 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JPH0640740B2 (ja) * | 1988-06-20 | 1994-05-25 | 横河電機株式会社 | 多出力直流安定化電源装置 |
| CA1325658C (en) * | 1988-09-16 | 1993-12-28 | Kosuke Harada | Switching power source means |
| JPH06101930B2 (ja) * | 1988-09-16 | 1994-12-12 | 九州大学長 | スイッチング電源装置 |
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