JPH01303057A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＤＣ！−ＤＣコンバータｆｊ　関ｔ　ル。

〔従来の技術〕

従来、フライバックトランス（以下単にトランスという
）、スイッチング素子（以下単に素子という）などを備
えた一般的なりＣ−ＤＣコンバータとしては第３図〜第
６図１こ示されるものが知られている。

第３図はその一例を示す回路図、第４図は第３図のもの
の波形図、第５図は第３図の回路を改良したものを示す
回路図、第６図はその波形図である。

第３図において、■は直流電源、２はトランス、３は素
子、４，５．６はスナバ用の抵抗器、ダイオード、コン
デンサ、７はダイオード、８はコンデンサ、９は負荷で
ある。トランス２の一次巻線。

二次巻線に付した・印は極性を示す。

かような回路構成からなるものは、素子３が一個で済み
、簡単な接続構成なことから一次直流電圧が低く、且つ
小容量の場合に慣用されている。

すなわち、かようなものは公知であるのでその詳細な説
明を省略するが、素子３がオンしているときトランス２
にエネルギーを蓄え、素子３がオＰ３ フしたときにトランス２に蓄えられたエネルギーをダイ
オード７を通してコンデンサ８に移すように接続されて
いる。その機能を、第４図を参照しながら説明する。

第４図において、Ｉｆ　＋　Ｉ２はトランス２の一次電
流、二次電流、■１はトランス２の一次電圧、■ｓは素
子３の両端にかかる電圧であり、今、時刻Ｔｏで素子３
がオンすると電流は、 直流電源１−トランス２の一次側一素子３−直流電源１ のサーキット回路を形成して流れ、直流電源１の電圧Ｖ
Ｄとトランス２の一次インダクタンスＬとで決まる勾配
、すなわち に従った傾きで増大する。そして、ｔ１時間後の時刻Ｔ
Ｉで素子３がオフに転じると、）・ランス２の一次側に
はそのインダクタンスによってそれまでの電流の変化を
防げる方向に電圧■１のように逆電圧を生じるため、ダ
イオード７がオンしてトランス２の二次巻線には電流■
２が流れる。

ここで、トランス２の一次巻線には漏れインダクタンス
が存在するため、電流ＩＩは急に零になれないので、電
圧ｖ１は高いスパイク状の電圧が現れる。そして、かよ
うな電圧は電圧■ｓに示されるように、素子３の両端電
圧にそのまま加算される。

このスパイク電圧を抑制するためのスナバとして、ダイ
オード５およびコンデンサ６が設けられ、放電用の抵抗
器４が配されている。

次に、ｔ２時間後の時刻Ｔ２で再び素子３をオンする。

その後は時刻Ｔｏ以降の動作を繰り返す。

しかしかような回路では、素子３にかかる電圧が、トラ
ンス２の巻数比にもよるが、通常、直流電源の二倍以上
になり高耐圧の素子３が必要である。また、トランス２
の漏れインダクタンスζこ蓄えられたエネルギを、総て
スナバの抵抗器４で消費するため、高周波数化、大容量
化が困難である。

なお、第４図に示すｖＦは後述するフライバック電圧で
ある。

これを改良したものが第５図に示されており、１１　、
１．２は素子、　２１　、２２はダイオードで、それ以
外の符号は第３図、第４図のものと同符号で構成。

機能も同じである。また、第６図も同様にして第４図に
類したものであって、Ｉ＋’　＋　Ｉ２’はトランス２
の一次電流、二次電流、■１′はトランス２の一次電圧
、Ｖ、ｌは素子１．１　、１２にがかる′電圧である。

なお、ダイオード２１　、２２はクランプ用ダイオード
であり、その作用は第３図に示されるダイオード５と同
様である。

今、時刻Ｔｏで素子１１．　、１．２がオンしたとする
と、前述したごとくトランス２の一次側インダクタンス
と直流電源１の電圧で決る式（１）により、トランス２
の一次電流が上昇する。（オン直後の負荷電流一次巻線
の転流期間の説明は省略する）１１時間後の時刻ＴＩで
、素子１１　、１．２がオフに転すると、トランス２の
一次巻線の漏れインダクタンスによって、それまでの電
流の変化を防げる方向に電圧Ｖ、ｌの波形に見られるよ
うに逆電圧を生じるため、ダイオード２１　、２２が導
通する。よって、トランス２の一次′虹圧Ｖ、／は直流
電源１の電圧■Ｄにりランプされてそれ以上に上昇する
ことがない。

すなわち、トランス２の一次巻線の漏れインダクタンス
による環流期間（時刻Ｔ、　　ｒｌ）ｌｒ間）には素子
１１．　、１２にかかる電圧Ｖｓ′は、図示のごとくζ
こ直流重分１の′岨圧■と同一である。

次にｔ２時間後の時刻Ｔ２、時刻Ｔ１′からＴ２までの
期間は、コンデンサ８とトランス２の一次、二次間の巻
線比によって決るフライバック電圧■・′が、１−ラン
ス２の一次側の電圧■１′に現れる。この一次電圧は直
流電源１の電圧ＶＤより低くなるようにトランス２の巻
線比が選択される。またこの期間に素子１１　、１２ニ
カかる電圧ｖ８’ハ、ホｌ；ＩＺ　（ＶＤ＋ＶＦ　）　
／　２の値となり、直流電圧ＶＤの値以上となることは
ない。

時刻Ｔ２で素子１１　、１２が再びオンに転じ、以後時
刻Ｔｏと同様の動作を繰り返すことになる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、第３図に示した回路に比し改善されはし
ているが、依然として次ｌこ述べる欠陥は解消されてい
ない。

Ｐ７ すなわち、フライバック電圧Ｗ′を直流電源電圧ＶＤよ
りも小さくする必要があり、従って電気車用直流電源の
ように、大幅に電圧変動するような用途ではフライバッ
ク電圧■Ｆ′を直流電源電圧ＶＤの最低値に選ぶように
しないと、必要な直流出力電圧を発生出来なくなる。と
ころが、フライバック電圧ＶＦ′を小さく選ぶと、以下
に述べる不具合が生じてくる。

素子１１　、１２のオン、オフ期間の時間１１　＋　１
２と、トランス２の一次電圧との間で、次のような関係
が満足されなければならない。

ｔ、ｘＶｐ＝ｔ２ｘＶＦ’−（Ｔ−ｔ、）ｘＶｙ’　　
−・−−−−−（２）ここで、電気車用ＤＣ−ＤＣコン
ハータニ適用した場合を例にとると、直流電圧ＶＤは変
動範囲としてＤＣ９００■〜１８００Ｖとするのが通例
である。

これより、直流電圧ｖｎの定格値（Ｄｏ　１５００Ｖ）
で期間ｔ１が短かいと、同じ電力を出力する場合、素子
に流れる電流の大きさが大きくなる。このことは、ＤＣ
３−ＤＣコンバータの容量が大きくなると大きな問題と
なる。すなわち、素子１１　、１２の通電電流のしゃ断
能力の大きなものを選ぶ必要がある。

更に、素子１１　、１２のオン状態の定常損失が大きく
なるばかりでなく、しゃ断電流が太きいと、しゃ断時の
素子１１　、１２のスイッチングロスが飛躍的に大きく
なるなどの不具合がある。

本発明は、上述した点に鑑みて創案されたもので、その
目的とするところは、大容量で且つ、大幅に電圧変動す
る直流電源１にも適用し得るＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

つまり、その目的を達成するための手段は、複数の一次
巻線で且つ同極性となるよう配されたトランスと、この
複数の一次巻線間に同極性方向となるよう直列接続し、
その両端の一方の正極は直流電源の正極側、他方の負極
は直流電源の負極側にそれぞれ接続した素子と、前記一
次巻線に接続されたこの素子の負極と前記直流電源の負
極側間にスイッチング素子の負極側がカソードとなるよ
うに、また同様にした素子の正極とこの直流電源の正極
側間に素子の正極側がアノードとなるようそれぞれに接
続したダイオードから構成されたものである。

〔作　用〕

その作用は、次に述べる実施例の説明と併せて詳述する
。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例を、図
面に基づいて説明する。

第１図は本発明のものの一実施例を示す回路図、第２図
は第１図の各部の波形図であり、第５図の回路と相違す
る部分は、トランス２の一次側に一次巻線を一カ所増し
たこと、素子１３を追加したこと、これらに伴ってタイ
オード２３　、２４を追加したものであり、図中、第５
図と同符号のものは同じ構成部分を有す。

第１図において、複数の一次巻線、すなわち二カ所の一
次巻線を持ったトランス２と、この一次巻線数より一つ
多い数の素子１１　、１２　、１３が備えられている。

この素子１１　、１２　、１３と一次巻線を、素子１１
　、１２　、１３の正極を直流電源１の正極側となるよ
うに、また一次巻線は同極性となるようにし、それぞれ
交互に直列に接続したものを直流電源１の正極、負極間
に接続し、且つそれぞれの一次巻線に接続された素子１
１　、１２の負極と直流電源１の負極間に素子１１　、
１２の負極側がカソードとなるように、またそれぞれの
一次巻線に接続された素子１２　、１３の正極と直流電
源１の正極間に素子１２　、１３の正極側がアノードと
なるようにそれぞれダイオード２１　、２２　、２３　
、２４が接続されている。

次に、第２図を参照してその作用を説明する。

なお、ダイオード２１　、２２　、２３　、２４はクラ
ンプダイオードであり、その作用は第５図に示されるダ
イオード２１　、２２と同様である。また、図中、■１
〃。

■２＃はトランス２の一次電流、二次電流、■１“はト
ランス２の一次電圧、■８′は素子１１　、１２　、１
３にかかる電圧で、第５図に類したものである。

さて、今時側Ｔｏで素子１１　、１２　、１３がオンし
たとＰ　　１１ すると、トランス２の二つの一次巻線が直列に直流電源
１に接続される。一次巻線は巻数が等しく、且つ同一鉄
心に巻回されているため、一つの巻線には（１／２）Ｖ
Ｄの電圧が印加される。

また、直列ｌこ接続された一次巻線の合計のインダクタ
ンスをＬとすると、（１）式と同じ傾きで電流が上昇す
る。従って、素子１１　、１２　、１３がオンしている
ときの動作は、第５図の従来例と全く同じ作用をする。

１１時間後の時刻Ｔ１で素子１１　、１２　、１．３が
オフに転すると、トランス２の一次巻線の漏れインダク
タンスによって、それまでの電流の変化を防げる方向に
、それぞれの巻線に電圧Ｖ１″の波形に見られるように
逆電圧が生じるため、タイオード２１　、２２および２
３　、２４がそれぞれ導通する。

よって、トランス２の一次巻線はそれぞれ直流電源１の
電圧ＶＤにクランプされてそれ以上に上昇することがな
い。そして、漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギ
が放出されると、ダイオード２１　、２２および２３　
、２４は非導通となり、トランス２の一次巻線電圧Ｖ工
“は出力電圧（コンデンサ８の電圧）とトランス２の一
次、二次間の巻線比によって決るフライバック電圧ｙが
トランス２のそれぞれの一次巻線間に現れる。轟然この
電圧は、第５図に示す従来例のように、直流電源１の電
圧ＶＤより低くなるようｌこしなければならない。

このとき、素子１１　、１．２　、１３のそれぞれには
（ＶＤ　＋　２・ＶＦ″）　／　３の電圧が印加される
ことになる。

次に、１２時間後時刻Ｔ２で素子１１　、１２　、１３
が再びオンに転じ、以後、時刻Ｔｏと同様の動作を繰り
返すことになる。

〔発明の効果〕

以上説明したごとく本発明によれば、トランス２の一次
′融圧Ｖ１″を素子１１　、１．２　、１．３がオンの
ときには（１／２）ＶＤの電圧、素子１．１　、１２　
、１３かオフのときには■Ｆ″（≦ＶＤＭＩＮ）のフラ
イバック電圧とするこ（！：ｉこより、以下のようにな
る。

すなわち、第５図で説明した（２）式と同様ζこ、ｈ　
Ｘ　（１，／２）・ＶＤ＝　ｔ２　ＸＶＦ″−（Ｔ−ｔ
ｌ　）　Ｘ　Ｖｐ”となり、■Ｆ″＝７５０ｖ、直流電
圧ＶＤの定格値（ＤＯ１５００Ｖ）では、（３）式から
となり、導通時間ｔ１が第５図に示すものではれにより
、第５図の例と比較すると、同一電力を出力すると、負
荷にかかる電圧は一定から素子に流れる電流の波高値は
１／１５倍となり、素子の電流容量、定常損失およびス
イッチング損失を大幅（こ低下させることができる。

また波及効果として、素子のオフの定常状態で素子ｌこ
印加される電圧も低下し、素子としてＧＴＯを使用した
場合にはスナバ回路の損失を小さくする利点がでてくる
。

なお、本発明の一実施例においてはトランス２の一次巻
線を二つの巻線で説明を行ったがこれに限ったものでは
なく、更に多くすることによって、素子の導通時間をさ
らに大きくし、電流を小さくできることは言うまでもな
い。また、素子としてトランジスタの例で示したが、Ｆ
ＥＴやＧＴＯなど他のスイッチング素子でも差し支えな
く適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＤ（、−ＤＣコンバータの一実施例を
示す回路図、第２図はその波形図、第３図は従来のもの
の一例を示す回路図、第４図はその波形図、第５図は第
３図のものを改良したものを示す回路図、第６図はその
波形図である。 １・・・・・−直流電源、２・・・・・・トランス、３
，１１，１２゜１３・・・・・・素子、４・・・・・・
抵抗器、５　、７．２１，２２，２３゜２４−・・・・
・ダイオード、６．８・・・・・・コンデンサ、９・−
・・−負荷。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 複数の一次巻線で且つ同極性となるよう配されたフライ
   バックトランスと、該複数の一次巻線間に同極性方向と
   なるよう直列接続し、その両端の一方の正極は直流電源
   の正極側、他方の負極は直流電源の負極側にそれぞれ接
   続したスイッチング素子と、前記一次巻線に接続された
   該スイッチング素子の負極と前記直流電源の負極側間に
   スイッチング素子の負極側がカソードとなるように、ま
   た同様にしたスイッチング素子の正極と該直流電源の正
   極側間にスイッチング素子の正極側がアノードとなるよ
   うそれぞれに接続したダイオードからなることを特徴と
   するＤＣ−ＤＣコンバータ。