JPH0248890Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、トランスのコアの磁束あるいは透磁
率を変化させて定電圧出力を得るような磁束制御
形電源装置に関し、特に、電源スイツチ切断時等
の電源電圧低下時にコアが異常音を発生する現象
を防止したものである。

〔従来の技術〕

本考案の説明に先立ち、本考案の先行技術とな
る磁束制御形電源装置について図面を参照しなが
ら説明する。

すなわち、第１図は本件考案者が既に提案した
直交結合形トランスを用いて成る磁束制御形電源
装置を示している。この第１図において、電源プ
ラグ１をコンセント等に挿入することにより、た
とえばAC100Vの商用交流電源の供給がなされ
る。この商用交流は、ラツシユ制限用抵抗２、お
よびメインパワースイツチとなるスイツチ接点９
を介して、ダイオードブリツジ形の全波整流器３
に送られる。全波整流器３からの整流出力は、平
滑コンデンサ４で平滑されて、パワー出力用のト
ランス１０の１次コイルN₁に供給される。この
１次コイルN₁と直列に、チヨークコイル８およ
びチヨツパ動作用のすなわちコンバータ用のスイ
ツチングトランジスタ５が接続され、このトラン
ジスタ５にそれぞれ並列にダイオード６とコンデ
ンサ７とが接続されている。このトランジスタ５
をオン、オフ制御する駆動回路部４０は、発振器
４１とドライブ用のトランジスタ４２とから成
り、このトランジスタ４２からの出力が、絶縁ト
ランス４３を介して上記コンバータ用のトランジ
スタ５のベースに供給されている。また、全波整
流器３からの整流出力の一部が、抵抗４４を介
し、平滑コンデンサ４５で平滑され、スイツチ接
点４６を介して発振器４１および絶縁トランス４
３の１次コイルに供給されている。

次に、トランス１０は、１次コイルN₁と２次
コイルN₂とがトランス供給されており、これら
のコイルN₁，N₂に対して磁束が直交するような
制御コイルNcが設けられている。これは、たと
えば第２図のような構造とすればよい。すなわ
ち、この第２図において、トランス１０の一対の
磁気コア１１，１２は、たとえば正方形あるいは
長方形の板状のコア基部１０Ｅと、その四隅から
直交する方向に延長され、かつ、互いに等しい断
面積の磁脚１０Ａ〜１０Ｄとを有し、コア１１，
１２は、磁脚１０Ａ〜１０Ｄと１０Ａ〜１０Ｄと
が端部をもつて互いに接するように対向され、従
つて、全体として立方体ないし直方体となるよう
に組み立てられている。なお、コア１１，１２は
例えばフエライト材により形成される。さらに、
コア１１の磁脚１０Ｂ，１０Ｄにまたがつて１次
コイルN₁が巻回され、コア１１の磁脚１０Ａ，
１０Ｃにまたがつて２次コイルN₂が巻回される
と共に、コア１２の磁脚１０Ａ，１０Ｂにまたが
つて制御コイルNcが巻回されている。従つて、
この場合、コイルN₁とN₂とは上述したようにト
ランス結合となり、コイルN₁，N₂とNcとは直交
結合となる。このときのコイルN₁とN₂との結合
係数はたとえば0.5〜0.6程度とされている。

このようなトランス１０の互いに異なる磁束分
布状態を第２図Ａおよび第２図Ｂに示す。すなわ
ち、コイルN₁の励磁電流をI₁、コイルN₂の発振
電流をI₂、コイルN₂から取り出される負荷電流
をI_Lとすれば、このトランス１０の全起磁力NI
は、 NI＝N₁I₁＋N₂I₂−N₂I_L …… となる。そして、この起磁力NIにより出力電圧
E₀の正の半サイクル期間に生じる磁束を＋φs（第
２図Ａ）、負の半サイクル期間に生じる磁束をー
φs（第２図Ｂ）とし、また、制御コイルNcとこれ
に流れる制御電流I_cによつて生じる磁束をφsとす
れば、正の半サイクル期間（第２図Ａ）には、磁
脚１０Ａ，１０Ｄにおいて磁束φsとφcとが減じ
合い、磁脚１０Ｂ，１０Ｃにおいては磁束φsと
φcとが加え合い、負の半サイクル期間（第２図
Ｂ）には逆の関係となる。

このようにして、トランス１０のコア内におい
てコイルN₁，N₂の磁束あるいは透磁率が実質的
に制御されることにより、２次コイルN₂に表わ
れる出力が制御できる。

次に、トランス１０の２次コイルN₂の両端間
にはコンデンサ１５が接続されており、この２次
コイルN₂の両端からの出力は、２個のダイオー
ド１６，１７で両波整流され、平滑コンデンサ１
８で平滑されて負荷２０に供給される。この負荷
２０に供給される直流出力の一部を、制御回路部
３０の分圧抵抗３１，３２に供給している。この
分圧抵抗３１，３２の抵抗３１と並列に、コンデ
ンサ２１と抵抗２２との直列回路が接続され、抵
抗３２と並列にコンデンサ２３が接続されてい
る。分圧抵抗３１，３２からの分圧出力は、トラ
ンジスタ３３のベースに送られ、このトランジス
タ３３のエミツタに接続されたツエナダイオード
３４による基準電圧と比較され、コレクタから誤
差出力となつてトランジスタ２５のベースに送ら
れる。このトランジスタ３５は、たとえばPNP
型であり、そのエミツタには、２次コイルN₂の
途中端子からの出力をダイオード２５および平滑
コンデンサ２６で整流平滑した、たとえば12V程
度の直流電圧が印加されている。このトランジス
タ３５のエミツターコレクタ間には抵抗３６が接
続され、コレクタと接地との間には抵抗３７が接
続されている。さらに、トランジスタ３５のコレ
クタ出力は制御コイルNcに送られており、この
制御コイルNcの他端は接地されている。この制
御コイルNcに対して並列にコンデンサ３９が接
続されている。

次に、リモートコントロール機能等が付加され
た電源装置の場合には、メインパワーがオフ状態
でもリモートコントローラ等からの制御信号を受
信可能とする必要がある。このため、たとえば電
源プラグ１からの交流の一部を、いわゆるオール
オフスイツチあるいはスタンバイスイツチとなる
スイツチ５１を介して、絶縁トランス５２に供給
し、この絶縁トランス５２からの交流出力を、ダ
イオード５３およびコンデンサ５４で整流平滑し
て、例えば常時通電電源あるいはスタンバイ電源
と称される直流電源出力を得ている。そして、こ
の直流電源出力を、リモートコントロール用の回
路部５５に供給することにより、この回路部５５
をメインパワーのオン、オフ（スイツチ接点４６
のオン、オフ）に関係なく、常に動作状態として
いる。この回路部５５は、リモートコントロール
の受信器５６と、リレーコイル５７およびトラン
ジスタ５８の直列回路とを有しており、受信器５
６からの出力によりトランジスタ５８がオン、オ
フ動作し、リレーコイル５７を流れる電流が導
通、遮断制御されることにより、スイツチ接点
９，４６の接、断が制御される。受信器５６に
は、リモートコントロールユニツト６１からのパ
ワーオン、オフ指令信号が電磁波、超音波、光等
の媒体を介して送られている。また、機器本体に
設けられた手動操作スイツチ６２により、メイン
パワーのオン、オフを制御することも可能であ
る。

この第１図の回路においては、リモートコント
ロール用の回路部５５のリレーコイル５７によ
り、スイツチ接点９，４６を同時に接、断制御す
ることによつて、メインパワー電源オフ時のコア
鳴き現象を防止している。

ここで上記コア鳴き現象とは、電源の投入又は
遮断等の過渡時に、コンバータ用トランジスタを
オン、オフ制御する発振器の発振周波数が低下し
て、これが可聴範囲内にまで低下した時に、トラ
ンスが振動して不快な異常音を発生するような現
象のことである。以下、磁束制御形の電源装置の
場合における上記発振周波数が低下する原因につ
いて説明する。いま、トランス１０近傍の回路構
成を等価的に第３図に示す。この第３図におい
て、トランス１０の１次コイルN₁，２次コイル
N₂の自己インダクタンスをそれぞれL₁，L₂、相
互インダクタンスをＭとし、チヨークコイル８の
インダクタンスをLsとしている。またコンデン
サ４，１５の容量値をそれぞれCr，Csとし、負
荷２０の抵抗値をR_Lとしている。このときの系
の共振周波数₀は、 となる。この式において、ｎは１次コイルN₁
の巻数n₁と２次コイルN₂の巻数n₂との比で、ｎ
＝n₂／n₁を示す。また、相互インダクタンスＭ
は、前述したように、制御巻線Ncの制御電流に
よつて、すなわち出力電圧E₀の変化に応じて制
御される。したがつて、たとえばメインパワーオ
フ時に交流入力電圧が低下すると、トランス励磁
電流I₁および制御電流Icが共に低下して、上記Ｍ
が増大し共振周波数₀が低くなる。

次に、第１図のようにコンバータ部分が他励発
振形の場合には、発振器４１にたとえば水平走査
周波数_H等の外部トリガパルスTPが供給されて、
このトリガパルスTPによつて同期がとられてい
るが、メインパワーオフ時の電圧低下時には、上
記外部トリガパルスTPのレベル低下等により周
波数変化の引込範囲外となれば、発振器４１が異
常動作状態となり、発振パルスの巾や周波数が変
動する。また、自励発振形の場合には、上記共振
周波数₀の変化に伴なつて発振周波数自体が変化
する。

このような系の共振周波数₀の変化やコンバー
タ部の発振周波数の変化が生じた場合には、たと
えば第４図や第５図に示すような異常動作がひき
起される。ここで第６図には、正常動作時の各部
波形を参考のために示しており、この第６図の正
常動作時に比べて、第４図は発振パルス幅T_Dが
広い場合を、第５図は同T_Dが狭い場合をそれぞ
れ示している。これらの第４図ないし第６図にお
いて、各図のＡはコンバータ用のトランジスタ５
のコレクターエミツタ間電圧V_CEを、Ｂはトラン
ス１０の１次コイルN₁を流れる電流I₁を、Ｃは
コンバータ用トランジスタ５のコレクタ電流I_CE
を、Ｄは同トランジスタ５のベース電流I_Bを、さ
らにＥはドライブ用のトランジスタ４２のコレク
タ電圧、あるいはコンバータ用のトランジスタ５
のベース電圧としてのドライブ電圧V₁を、それ
ぞれ示している。

そして、第４図の場合には、Ｃのコレクタ電流
I_CEにハツチングで示すような異常電流、いわゆ
る噛み付き電流が流れる。すなわち、コンバータ
のスイツチング周波数が急激に変化した時等に
は、スイツチングトランジスタのコレクタにフラ
イバツクパルスが残つている状態で、このトラン
ジスタのベースにドライブ電流が加算されてトラ
ンジスタがオンするような異常電流が流れること
があり、これを噛み付き電流と称している。ま
た、第５図の場合には、Ｃのコレクタ電流が断続
して一瞬停止する。これらの第４図や第５図の状
態では、チヨークコイル８やトランス１０の１次
コイルN₁に流れる励振電流I₁が異常なモードと
なるため、コア内の磁区の向きが不連続な状態と
なつて、コア鳴きが生じる。なお、第４図の場合
には比較的高音の「チユーン」という音を、また
第５図の場合には「ジリジリ」という音をそれぞ
れ発生することが確認されている。

〔考案が解決しようとする課題〕

ところで、本件考案者は、先に第１図に示すよ
うな回路構成を提案し、上記メインパワーオフ時
には、リレーコイル５７によりメインパワー用の
スイツチ接点９と同時にスイツチ接点４６をオフ
し、コンバータ用のトランジスタ５のオン、オフ
動作を急激に停止させることによつて上記コア鳴
きを防止しているが、この第１図の構成において
は次のような問題点が残存していることが判明し
た。

すなわち、第１図の回路構成において、リレー
コイル５７およびスイツチ接点９，４６は、１個
の部品にまとめられて、たとえば２回路１接点形
の電磁パワーリレーとして市場に供給されてい
る。ところが、この２回路１接点形の電磁パワー
リレーは、一般に同一体積の１回路１接点形のも
のに比べて接点のラツシユ電流許容値が小さく、
たとえば、少なくともスイツチ接点９の電流許容
値の大きな２回路１接点形の電磁パワーリレー
は、特殊用途部品となつて受注生産等により部品
価格が高騰する。また、ラツシユ電流許容値が小
さい２回路１接点形の電磁パワーリレーを用いた
場合には、ラツシユ制限抵抗２の抵抗値を大きく
しなければならず、定格負荷時に無駄な電力損失
が増大する。また、２回路１接点形の電磁パワー
リレーは、１回路１接点形のものに比べて、接点
スイツチ４６の分の端子数が増加し、配線作業が
その分だけ面倒となる。さらに、機械的接点は、
信頼性や寿命の問題からなるべく少なくする方が
好ましい。

本考案は、これらの問題点をすべて解決し、簡
単かつ安価な回路構成にて上記コア鳴き現象を有
効に防止した磁束制御形電源装置の提供を目的と
している。

〔課題を解決するための手段〕

すなわち、本考案に係る磁束制御形電源装置に
よれば、１次コイルと２次コイルとが交流的にト
ランス結合されこれらの１次、２次コイルに対し
て磁束が直交するような磁束制御用の制御コイル
を設けて成るトランス（例えば第７図のトランス
１０、以下同様）と、上記１次コイルの１端に直
列接続されたコンバータ動作用のスイツチング素
子（トランジスタ５）と、上記１次コイルの他端
から安定化されていない直流電力を供給する直流
電源（全波整流器３及び平滑コンデンサ４５）
と、上記スイツチング素子をオン、オフ制御する
駆動回路部（駆動回路部４０）と、上記２次コイ
ルからの出力を整流して出力電圧を得る整流部
（ダイオード１６，１７，２５等）と、この出力
電圧を基準値と比較して誤差出力信号を得る制御
回路部（制御回路部３０）と、該制御回路部より
出力したほぼ直流の制御電流を上記トランスの制
御コイルに供給する制御ループとを備え、更に上
記直流電源の電圧が所定値より低下したことを検
知する検出回路（コア鳴き防止回路７０のトラン
ジスタ７３等）と、該検出回路の出力で制御され
て上記スイツチング素子のスイツチング動作を停
止する回路（コア鳴き防止回路７０のトランジス
タ７７等）を設け、これにより上記電源電圧低下
時に上記トランスのコアが発生する異常音を防止
するようにしたことを特徴としている。この場
合、たとえば、上記電源オフ時に上記第２のトラ
ンジスタを導通させて、上記駆動回路部４０への
電源供給端子を接地したり、上記スイツチング素
子のベースを接地すればよい。また、噛み付き防
止回路を有する磁束制御形電源装置の場合には、
噛み付き防止用のトランジスタを上記第２のトラ
ンジスタとして兼用させることもできる。

以下、本考案に係る好ましい実施例について図
面を参照しながら説明する。

まず、第７図は、本考案の第１の実施例として
の磁束制御形電源装置を示している。この第７図
において、全波整流器３の正側出力端子（非接地
側出力端子）にコア鳴き防止回路７０の入力端子
を接続して、整流された直流電圧を第１のトラン
ジスタ７３により検出している。すなわち、コア
鳴き防止回路７０の入力段の第１のトランジスタ
７３のベースには、全波整流器３の非接地側出力
端子と接地端子との間に挿入接続された分圧抵抗
７１，７２からの分圧出力が供給されている。こ
のトランジスタ７３としては、たとえばNPN型
トランジスタを用いており、エミツタを定電圧ダ
イオード７４等で一定電圧V_Zに保持しておくこ
とにより、ベース電圧V_Bが、メインパワーオフ
時の電圧降下によつてたとえばV_Z−V_BE以下とな
るときにトランジスタ７３をオン動作させる。こ
こで上記V_BEは、トランジスタ７３をオンさせる
ためのベース−エミツタ間電圧である。この第１
のトランジスタ７３のコレクタ出力は、分圧抵抗
７５，７６で分圧されて、コア鳴き防止回路７０
の出力段の第２のトランジスタ７７のベースに供
給される。そして、メインパワーオフ時の電圧低
下を第１のトランジスタ７３で検出し、第２のト
ランジスタ７７をたとえばオンすることにより、
前述したコンバータ回路部のスイツチング動作を
停止させて、前述したコア鳴きを防止するわけで
ある。この第７図の例では、駆動回路部４０の発
振器４１および絶縁トランス４３の１次コイルへ
直流電源供給するための平滑コンデンサ４５を、
トランジスタ７７のオン時に接地することによつ
て、発振器４１の発振動作を急速に停止させて、
コンバータ用トランジスタ５のスイツチング動作
を停止させている。

この第７図において、他の構成および動作は前
述した第１図や第２図と同様であるため、同じ作
用を行なう部分に同一参照番号を付して説明を省
略する。

第８図は、本考案の第２の実施例の要部を示
し、コア鳴き防止回路８０自体の構成は前記第７
図に示す第１の実施例と同様とし、第２のトラン
ジスタ８７のコレクタをコンバータ用のトランジ
スタ５のコレクタに接続した例を示している。他
の構成は第７図や第１図と同様である。

この第２の実施例の場合には、メインパワーオ
フによる第２のトランジスタ８７のオン時に、コ
ンバータ用トランジスタ５をドライブするための
トランジスタ４２のコレクタを強制的に接地し
て、このトランジスタ５のオン、オフ動作を停止
させている。ただし、この第２のトランジスタ８
７としては、耐圧がドライブ用トランジスタ４２
と同程度のたとえば60V程度のものが必要とされ
る。なお、第７図のコア鳴き防止回路７０の第２
のトランジスタ７７の耐圧は、たとえば30V程度
でよい。

次に第９図は、噛み付き防止回路１００を備え
た磁束制御形電源装置に本考案を適用して成る第
３の実施例の要部を示している。ここで、噛み付
き防止回路１００は、前述した第４図に示すよう
な噛み付き電流を防止するための回路であり、入
力端子１０１には、たとえばコンバータ用のトラ
ンジスタ５のコレクタと接地との間に接続された
２個のコンデンサ７Ａ，７Ｂの接続点からの出力
が供給されている。この入力端子１０１に供給さ
れた信号は、入力段の抵抗１０２を介し、ダイオ
ード１０３でクランプされ、分圧抵抗１０４，１
０５で分圧されて出力段のトランジスタ１０６の
ベースに送られる。上記入力段の抵抗１０２と出
力段トランジスタ１０７のコレクタとの間には、
スピードアツプ用の不飽和スイツチとなるダイオ
ード１０８が接続されている。出力段トランジス
タ１０７のエミツタは接地され、コレクタはドラ
イブ用のトランジスタ４２のコレクタに接続され
ている。

このような噛み付き防止回路１００において、
第４図のハツチング部に示すような噛み付き電流
が流れるときには、コンバータ用のトランジスタ
５のコレクタ電圧V_CEが高い状態でドライブ用の
トランジスタ４２のコレクタ出力電圧V₁がハイ
レベルとなるから、出力段のトランジスタ１０７
がオンし、ドライブ用トランジスタ４２のコレク
タを接地して上記噛み付き電流が流れることを防
止する。

この噛み付き防止回路１００を備えた磁束制御
形電源装置に本考案のコア鳴き防止対策を施す場
合には、前述した第２のトランジスタとして噛み
付き防止回路１００の出力段のトランジスタを流
用することができる。すなわち、第９図に示す第
３の実施例のコア鳴き防止回路９０は、第１のト
ランジスタ９１（第７図のトランジスタ７３に対
応）のみ備え、この第１のトランジスタ９１のコ
レクタ出力を抵抗９２を介して噛み付き防止回路
１００の出力段トランジスタ１０７のベースに供
給することにより、このトランジスタ１０７はコ
ア鳴き防止用の第２のトランジスタとしても作用
する。したがつて、トランジスタ１０７は、コア
鳴き防止用および噛み付き防止用の双方に兼用で
き、部品点数の削減が図れる。

〔考案の効果〕

以上の説明からも明らかなように、本考案によ
れば従来の磁束制御形電源装置において、メイン
パワーオフ時に発生するコア鳴き現象を、簡単な
回路構成で防止することができる。また、第１図
に示した先行技術において、電磁パワーリレーと
して２回路１接点形の部品が必要なため、１回路
１接点形のものに比べて、高価であり、ラツシユ
電流許容値が約30％程度低下するため、ラツシユ
制限抵抗２の抵抗値を約30％大きくしなければな
らず、定常負荷時の電力損失が増大し、さらにコ
ネクタや接続リード線の増加のため配線作業が面
倒となる等の種々の問題点を、本考案の構成によ
り一挙に解決している。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図Ａ，Ｂは本考案の先行技術
となる磁束制御形電源装置を示し、第１図は回路
図、第２図Ａ、Ｂはトランス１０の具体的構造お
よび磁束の状態を示す斜視図である。第３図ない
し第６図Ａ〜Ｅは、磁束制御形電源装置のコア鳴
き現象を説明するための図であり、第３図はトラ
ンス１０の周辺回路の等価回路図、第４図Ａ〜
Ｅ、第５図Ａ〜Ｅはそれぞれ異常時の動作を示す
タイムチヤート、第６図Ａ〜Ｅは正常時の動作を
示すタイムチヤートである。第７図は本考案の第
１の実施例を示す回路図である。第８図は本考案
の第２の実施例の要部を示す回路図である。第９
図は本考案の第３の実施例の要部を示す回路図で
ある。 ３……全波整流器、５……コンバータ用トラン
ジスタ、１０……トランス、N₁……１次コイル、
N₂……２次コイル、Nc……制御コイル、２０…
…負荷、４０……駆動回路部、４１…発振器、４
２……ドライブ用トランジスタ、７０，８０，９
０……コア鳴き防止回路、７３，９１……第１の
トランジスタ、７７，８７……第２のトランジス
タ。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 １次コイルと２次コイルとが交流的にトランス
   結合されこれらの１次、２次コイルに対して磁束
   が直交するような磁束制御用の制御コイルを設け
   て成るトランスと、 上記１次コイルの１端に直列接続されたコンバ
   ータ動作用のスイツチング素子と、 上記１次コイルの他端から安定化されていない
   直流電力を供給する直流電源と、 上記スイツチング素子をオン、オフ制御する駆
   動回路部と、 上記２次コイルからの出力を整流して出力電圧
   を得る整流部と、 この出力電圧を基準値と比較して誤差出力信号
   を得る制御回路部と、 該制御回路部より出力したほぼ直流の制御電流
   を上記トランスの制御コイルに供給する制御ルー
   プとを備え、 更に上記直流電源の電圧が所定値より低下した
   ことを検知する検出回路と、該検出回路の出力で
   制御されて上記スイツチング素子のスイツチング
   動作を停止する回路とを設け、これにより上記電
   源電圧低下時に上記トランスのコアが発生する異
   常音を防止するようにしたことを特徴とする磁束
   制御形電源装置。