JPH02298113A - サンプリング周波数変換器 - Google Patents
サンプリング周波数変換器Info
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- JPH02298113A JPH02298113A JP11829589A JP11829589A JPH02298113A JP H02298113 A JPH02298113 A JP H02298113A JP 11829589 A JP11829589 A JP 11829589A JP 11829589 A JP11829589 A JP 11829589A JP H02298113 A JPH02298113 A JP H02298113A
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- Japan
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- filter
- coefficient
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 title claims abstract description 46
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 101100136092 Drosophila melanogaster peng gene Proteins 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明はT 19ec毎に離散、量子化されたディジタ
ル入力信号をT 、 see毎に離散、量子化されたデ
ィジタ・ル出力信号に変換するFIRフィルタ型サンプ
リング周波数変換器の改良に関する。
ル入力信号をT 、 see毎に離散、量子化されたデ
ィジタ・ル出力信号に変換するFIRフィルタ型サンプ
リング周波数変換器の改良に関する。
[発明の概要コ
サンプリング周期T15ecのディジタル入力信号を所
定数記憶させておき、T2sec毎に所定数のサンプル
信号を選択して出力すると共に、T2sec毎に蓄積さ
れている所定の組のタップ係数を選択して出力し、夫々
の出力されたサンプル信号とタップ係数を乗算して各乗
算出力を加算することによリFIRディジタルフィルタ
と同様な原理で、サンプリング周期T2secのディジ
タル出力信号を得るようにしたサンプリング周波数変換
器であって、上記タップ係数は上記フィルタの特性が周
波数及び時間の領域において存続期間(duratio
n)を同時に制限したことに近づけることによりタップ
数が少なく、低コストで良好なS/Nを得ることがであ
る実用性の高いサンプリング周波数変換器である。
定数記憶させておき、T2sec毎に所定数のサンプル
信号を選択して出力すると共に、T2sec毎に蓄積さ
れている所定の組のタップ係数を選択して出力し、夫々
の出力されたサンプル信号とタップ係数を乗算して各乗
算出力を加算することによリFIRディジタルフィルタ
と同様な原理で、サンプリング周期T2secのディジ
タル出力信号を得るようにしたサンプリング周波数変換
器であって、上記タップ係数は上記フィルタの特性が周
波数及び時間の領域において存続期間(duratio
n)を同時に制限したことに近づけることによりタップ
数が少なく、低コストで良好なS/Nを得ることがであ
る実用性の高いサンプリング周波数変換器である。
[従来の技術]
ディジタル・オーディオ装置等において、異なるサンプ
リング周波数の装置間で、例えばCDプレーヤのディジ
タル再生信号をディジタル・オーディオテープレコーダ
(DAT)にて録音再生を行うには、両者間でのサンプ
リング周波数が異なるので、直接ディジタルの形で信号
の送受を行うことはできない。
リング周波数の装置間で、例えばCDプレーヤのディジ
タル再生信号をディジタル・オーディオテープレコーダ
(DAT)にて録音再生を行うには、両者間でのサンプ
リング周波数が異なるので、直接ディジタルの形で信号
の送受を行うことはできない。
そこで従来は一度上記デイジタル再生信号をアナログ信
号に変換してからDATのサンプリング周波数でサンプ
リングしていた。
号に変換してからDATのサンプリング周波数でサンプ
リングしていた。
しかしこのようにアナログ信号に変換してから再度サン
プリングするのではS/Nの劣化が生じること明らかで
ある。
プリングするのではS/Nの劣化が生じること明らかで
ある。
そこでサンプリング入力信号のサンプリング周波数をデ
ィジタル的に適当に補間して異なるサンプリング出力信
号に変換する方法に提案されているが、信号理論的に見
ると必ず歪が生じたり、S/Nが劣化することは免れ難
い。
ィジタル的に適当に補間して異なるサンプリング出力信
号に変換する方法に提案されているが、信号理論的に見
ると必ず歪が生じたり、S/Nが劣化することは免れ難
い。
そこで本発明者は先に特願昭63−209784号にお
いて、サンプリング入力信号をアナログ信号に変換する
ことなく、直接ディジタル信号のまま異なるサンプリン
グ周波数の信号に変換でき、しかも歪の発生及びS/H
の劣化をなくしたサンプリング周波数変換器を提案した
。
いて、サンプリング入力信号をアナログ信号に変換する
ことなく、直接ディジタル信号のまま異なるサンプリン
グ周波数の信号に変換でき、しかも歪の発生及びS/H
の劣化をなくしたサンプリング周波数変換器を提案した
。
上記先願のサンプリング周波数変換器は入力サンプリン
グ信号をT15ec毎に所定数記憶する記憶手段と、該
記憶手段よりMT工=NT2(M、Nは整数)の関係で
T2sec毎に所定数のサンプル信号を選択して出力す
る第1のセレクター手段と、N組の係数を蓄積している
係数バンク手段と、該係数バンク手段より上記第1のセ
レクター手段と同期してT 2sec毎に所定の組の係
数を選択して出力する第2のセレクター手段と、選択出
力されたサンプル信号と選択出力された係数とを夫々乗
算する乗算手段と、該乗算手段よりの各乗算出力を加算
して出力サンプリング信号をT、sea毎に生成する加
算手段とを備えている。
グ信号をT15ec毎に所定数記憶する記憶手段と、該
記憶手段よりMT工=NT2(M、Nは整数)の関係で
T2sec毎に所定数のサンプル信号を選択して出力す
る第1のセレクター手段と、N組の係数を蓄積している
係数バンク手段と、該係数バンク手段より上記第1のセ
レクター手段と同期してT 2sec毎に所定の組の係
数を選択して出力する第2のセレクター手段と、選択出
力されたサンプル信号と選択出力された係数とを夫々乗
算する乗算手段と、該乗算手段よりの各乗算出力を加算
して出力サンプリング信号をT、sea毎に生成する加
算手段とを備えている。
上記サンプリング周波数変換器の動作原理は下記の通り
である。
である。
ディジタル入力信号として、帯域制限された信号5(t
)が時間間隔T1で離散化されているものとする。この
状態を第5図に示す通りで、同図(a)は時間領域、同
図(b)は周波数領域の状態であり、数式で示すと次の
通りである。
)が時間間隔T1で離散化されているものとする。この
状態を第5図に示す通りで、同図(a)は時間領域、同
図(b)は周波数領域の状態であり、数式で示すと次の
通りである。
T、 Tエ −■
この離散化された信号より5(t)を抽出する最も簡単
な方法は H(f)=T1rect (T、f)
−(2)なる特性のローパスフィルタを通してサン
プリング信号を取り出せばよい。即ち(1)及び(2)
式より =s (t) ・・・(3)となり、この
状態を第6図に示す。
な方法は H(f)=T1rect (T、f)
−(2)なる特性のローパスフィルタを通してサン
プリング信号を取り出せばよい。即ち(1)及び(2)
式より =s (t) ・・・(3)となり、この
状態を第6図に示す。
(3)式より5(t)をT8の時間間隔でサンプリング
すると、 ・・・(4) となる。
すると、 ・・・(4) となる。
(4)式において、t=nT2の時刻のs (n T、
)に着目すると、(4)式と第6図から明らかなように
、 となる。TXとT2が MT、=NT、 ・・・(6)なる
整数比の場合を考える。5(nT2)は(5)式と第2
図より明らかな如(s(nT2)の前後のs(mT1)
のサンプル値に適当な重み付けをして加算した値である
。
)に着目すると、(4)式と第6図から明らかなように
、 となる。TXとT2が MT、=NT、 ・・・(6)なる
整数比の場合を考える。5(nT2)は(5)式と第2
図より明らかな如(s(nT2)の前後のs(mT1)
のサンプル値に適当な重み付けをして加算した値である
。
この場合、その重み付けの係数はnの変化と共に変化し
、nがN□(mがM回)毎に繰り返される。N=5.M
=3の例を第7図に示す。n=o。
、nがN□(mがM回)毎に繰り返される。N=5.M
=3の例を第7図に示す。n=o。
1.2,3.4の5通りの重み付は係数があり、n =
5を周期として繰り返される。
5を周期として繰り返される。
一方、第6図と(5)式より(5)式はFIRディジタ
ルフィルタと同様の動作特性をあられしていることが分
かる。即ち、t==nT、の時のある関数の値、その前
後のサンプル値に重みを付けて加算したものである。通
常のFIRディジタルフィルタと異なるのは重み付けの
係数が各nT。
ルフィルタと同様の動作特性をあられしていることが分
かる。即ち、t==nT、の時のある関数の値、その前
後のサンプル値に重みを付けて加算したものである。通
常のFIRディジタルフィルタと異なるのは重み付けの
係数が各nT。
により変化し、8回の周期で一巡することである。
第8図は上述した原理によるディジタル周波数変換器を
示す。
示す。
同図において、1はメモリ(又はシフトレジスタ)、2
は第1のセレクター、3は係数バンク、4は第2のセレ
クター、5は乗算器、6は加算器、■は入力端子、0は
出力端子である。
は第1のセレクター、3は係数バンク、4は第2のセレ
クター、5は乗算器、6は加算器、■は入力端子、0は
出力端子である。
入力端チェに印加された入力サンプリング信号s (m
T、)はT 、 see毎にメモリ1に所定数記憶さ
れる。第1のセレクター2はメモリ1よりMT。
T、)はT 、 see毎にメモリ1に所定数記憶さ
れる。第1のセレクター2はメモリ1よりMT。
=NT2(M、Nは整数)の関係で、T2sec毎に所
定数のサンプル信号を選択して出力する。
定数のサンプル信号を選択して出力する。
係数バンク3にはN組の係数が蓄積してあり、各組の夫
々の係数は第2のセレクター4によって第1のセレクタ
ー2と同期して選択して出力する。
々の係数は第2のセレクター4によって第1のセレクタ
ー2と同期して選択して出力する。
出力された各サンプル信号と係数は乗算器5によって乗
算し、各乗算出力は加算器6によって加算される。
算し、各乗算出力は加算器6によって加算される。
第9図は選択された各サンプル信号と係数とが乗算され
る態様を示す図である。但し同図において、s(mT1
)=Sm、si(πに/N)=Ckと表示あるが、有限
個の打ち切りの影響をより小とするウィンドウの手法等
を利用できることはFIRフィルターと同様である。
る態様を示す図である。但し同図において、s(mT1
)=Sm、si(πに/N)=Ckと表示あるが、有限
個の打ち切りの影響をより小とするウィンドウの手法等
を利用できることはFIRフィルターと同様である。
第9図より明らかな如く、第8図の装置はFIRディジ
タルフィルタと同様な動作を行い、出力端子OにはT
2sec毎にs (m T、)を変換した5(nT2)
なる出力サンプリング信号が得られる。
タルフィルタと同様な動作を行い、出力端子OにはT
2sec毎にs (m T、)を変換した5(nT2)
なる出力サンプリング信号が得られる。
[発明が解決しようとする課題]
而して上述したFIRフィルタ型サンプリング周波数変
換器には次の2つの制約がある。
換器には次の2つの制約がある。
(i)FIRフィルタのタップ数は有限個で実現しなけ
ればならない。
ればならない。
(if) il散化された信号のスペクトラムは周波数
領域では周期的に無限に広がっているので、ベースバン
ド成分のみを抽出するには有限の通過帯域をもったフィ
ルタが必要である。
領域では周期的に無限に広がっているので、ベースバン
ド成分のみを抽出するには有限の通過帯域をもったフィ
ルタが必要である。
しかしフーリエ変換の基本的な性質として、一方の領域
の存続期間を有限な値に制限すると、他方の領域の存続
期間は無限に広がってしまう。従って上記2つの条件を
同時に満足するシステムは存在しない。
の存続期間を有限な値に制限すると、他方の領域の存続
期間は無限に広がってしまう。従って上記2つの条件を
同時に満足するシステムは存在しない。
実際には有限個のタップ数を有するFIRフィルタを用
いるため1周波数領域で有限なフィルタの通過帯域が無
限に広がってしまう。このため離散化による折り返し成
分が完全に除去されず、サンプリング周波数変換後では
これがエイリアスとなり、S/N劣化の原因となる。従
って実際のシステムではS/Nを上げるためタップ数を
増やさなければならず、実用性の点で問題である。
いるため1周波数領域で有限なフィルタの通過帯域が無
限に広がってしまう。このため離散化による折り返し成
分が完全に除去されず、サンプリング周波数変換後では
これがエイリアスとなり、S/N劣化の原因となる。従
って実際のシステムではS/Nを上げるためタップ数を
増やさなければならず、実用性の点で問題である。
[発明の目的]
従って本発明の目的はタップ数が少なく、低コストで良
好なS/Nを有するFIRフィルタ型サンプリング周波
数変換器を提供するにある。
好なS/Nを有するFIRフィルタ型サンプリング周波
数変換器を提供するにある。
[課題を解決するための手段]
本発明は上記目的を達成するため、入力サンプリング信
号をT、sec毎に所定数記憶する記憶手段と、該記憶
手段よりMTよ=NT、(M、Nは整数)の関係でT
、 see毎に所定数のサンプル信号を選択して出力す
る第1のセレクター手段と、N組のタップ係数を蓄積し
ている係数バンク手段と、該タップ係数バンク手段より
上記第1のセレクター手段と同期してT 、 sec毎
に所定の組のタップ係数を選択して出力する第2のセレ
クター手段と1選択出力されたサンプル信号と選択出力
されたタップ係数とを夫々乗算する乗算手段と、該乗算
手段よりの各乗算出力を加算して出力サンプリング信号
をT 、 see毎に生成する加算手段とを備えたFI
Rフィルタ型サンプリング周波数変換器において、上記
フィルタが、周波数領域では直線歪をもつが。
号をT、sec毎に所定数記憶する記憶手段と、該記憶
手段よりMTよ=NT、(M、Nは整数)の関係でT
、 see毎に所定数のサンプル信号を選択して出力す
る第1のセレクター手段と、N組のタップ係数を蓄積し
ている係数バンク手段と、該タップ係数バンク手段より
上記第1のセレクター手段と同期してT 、 sec毎
に所定の組のタップ係数を選択して出力する第2のセレ
クター手段と1選択出力されたサンプル信号と選択出力
されたタップ係数とを夫々乗算する乗算手段と、該乗算
手段よりの各乗算出力を加算して出力サンプリング信号
をT 、 see毎に生成する加算手段とを備えたFI
Rフィルタ型サンプリング周波数変換器において、上記
フィルタが、周波数領域では直線歪をもつが。
時間領域ではサイドロープの減衰ができるだけ大きくな
るような関数の特性を有するように上記タップ係数を選
定しかつ各時点におけるタップ係数の和が一定になるよ
うに補正されており、上記サンプリング周波数変換器の
入力段または出力段に上記直線歪を補正するフィルタを
設けたことを要旨とする。
るような関数の特性を有するように上記タップ係数を選
定しかつ各時点におけるタップ係数の和が一定になるよ
うに補正されており、上記サンプリング周波数変換器の
入力段または出力段に上記直線歪を補正するフィルタを
設けたことを要旨とする。
[作用]
上述した本発明のサンプリング周波数変換器を構成する
FIRフィルタはローパスフィルタの特性を周波数及び
時間の領域においてその存続期間を同時に制限しようと
するもので、サンプリング周波数変換後のエイリアスの
重なりによる修復不可能な雑音成分を抑えるために、ロ
ーパスフィルタの通過帯域内に修復可能な直線歪をもた
せる。
FIRフィルタはローパスフィルタの特性を周波数及び
時間の領域においてその存続期間を同時に制限しようと
するもので、サンプリング周波数変換後のエイリアスの
重なりによる修復不可能な雑音成分を抑えるために、ロ
ーパスフィルタの通過帯域内に修復可能な直線歪をもた
せる。
例えば第1図に示すように周波数領域f (fsはサン
プリング周波数)では直線歪をもつが1時間領域tでは
サイドロープhsの減衰ができるだけ大きくなる関数h
(t)の特性を有するFIRフィルタ型のサンプリング
周波数変換器を実現し、かつその関数とは逆特性の直線
歪補正用フィルタで上記直線歪を補正する。
プリング周波数)では直線歪をもつが1時間領域tでは
サイドロープhsの減衰ができるだけ大きくなる関数h
(t)の特性を有するFIRフィルタ型のサンプリング
周波数変換器を実現し、かつその関数とは逆特性の直線
歪補正用フィルタで上記直線歪を補正する。
[実施例]
以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する。
第2図及び第3図は夫々本発明によるサンプリング周波
数変換装置の実施例で、11はサンプリング周波数変換
器で、その構成は前記第8図に示す通りである。12は
サンプリング周波数変換器11の入力段又は出力段に設
けられた直線歪補正用フィルタである。
数変換装置の実施例で、11はサンプリング周波数変換
器で、その構成は前記第8図に示す通りである。12は
サンプリング周波数変換器11の入力段又は出力段に設
けられた直線歪補正用フィルタである。
サンプリング周波数変換器11を構成するFIRフィル
タの基本となる関数は第4図に示す如く周波数領域でr
ect(f)、時間領域でsi(πも)である。
タの基本となる関数は第4図に示す如く周波数領域でr
ect(f)、時間領域でsi(πも)である。
しかしこのract(f )のままでは時間領域ではか
なり大きな振動が続くことになるので、この振動を弱め
て減衰させるため、周波数領域の±1/2七の不連続部
の変化をなめらかにする。そのためcos 2π・i−
fの丸みを利用して丸みを加えることを考慮すると、上
記関数の一般式として下式が考えられる。
なり大きな振動が続くことになるので、この振動を弱め
て減衰させるため、周波数領域の±1/2七の不連続部
の変化をなめらかにする。そのためcos 2π・i−
fの丸みを利用して丸みを加えることを考慮すると、上
記関数の一般式として下式が考えられる。
1+2Σa1
1+2Σa1
=F(f) ・・・(7)(7)式の時
間領域の式から分かるように、時間領域のサイドロープ
はsin?ctに プをかけた形となっている。振動を速く減衰させるには
このエンベロープがItlが大の時速く減衰するように
すればよい。そこでエンベロープの式を見やすくするよ
う下記のように変形する。
間領域の式から分かるように、時間領域のサイドロープ
はsin?ctに プをかけた形となっている。振動を速く減衰させるには
このエンベロープがItlが大の時速く減衰するように
すればよい。そこでエンベロープの式を見やすくするよ
う下記のように変形する。
・・・(8)
(8)式の右辺分子に着目し、AN=AN−1”・・・
=A、=Oとなるようにタップ係数al(i=1゜・・
・N)を定める。但しA0キ0である。なお最高次の係
数AN=Oは(1)式右辺の周波数領域の括弧内 の条件と一致することから1周波数領域の不連続が前記
サイドロープの減衰に最も影響を与えることが分かる0
例えばN=2とすると サンプリング周波数変換器11では、その係数パンクに
上述の(7)式により算出されたタップ係数が蓄積され
ており、1サンプル計算する毎にタップ係数が周期的に
変わる。
=A、=Oとなるようにタップ係数al(i=1゜・・
・N)を定める。但しA0キ0である。なお最高次の係
数AN=Oは(1)式右辺の周波数領域の括弧内 の条件と一致することから1周波数領域の不連続が前記
サイドロープの減衰に最も影響を与えることが分かる0
例えばN=2とすると サンプリング周波数変換器11では、その係数パンクに
上述の(7)式により算出されたタップ係数が蓄積され
ており、1サンプル計算する毎にタップ係数が周期的に
変わる。
但しここで、各時毎のタップ係数の和はタップ係数が有
限個で打ち切られるので一定しない。そこで各サンプル
毎の計算結果が一定となるように、各時点のタップ係数
の和を1例えば1になるように下式で補正したタップ係
数a’nmを用いるのが好適である。
限個で打ち切られるので一定しない。そこで各サンプル
毎の計算結果が一定となるように、各時点のタップ係数
の和を1例えば1になるように下式で補正したタップ係
数a’nmを用いるのが好適である。
Σ a1鵬
1;1
〔発明の効果]
以上説明した所から明らかなように本発明によればタッ
プが少なくても良好なS/Nのものが得られ、しかもタ
ップ数を少なくできるため低コスト化することができ、
実用性は極めて大きい。
プが少なくても良好なS/Nのものが得られ、しかもタ
ップ数を少なくできるため低コスト化することができ、
実用性は極めて大きい。
、 第1図は本発明に用いられるFIRフィルタの基本
関数の特性を示す図、第2図及び第3図は夫々本発明の
実施例を示すブロック図、第4図は上記関数の具体例を
示す図、第5図乃至第7図は先願のサンプリング周波数
変換器の動作原理を説明するための波形図、第8図は先
願のサンプリング周波数変換器を示すブロック図、第9
図はその動作説明図である。 1・・・・・・・・・メモリ、2・・・・・・・・・第
1のセレクター。 3・・・・・・・・・係数バンク、4・・・・・・・・
・第2のセレクター、5・・・・・・・・・乗算器、6
・・・・・・・・・加算器、11・・・・・・・・サン
プリング周波数変換器、12・・・・・・・・・直線歪
補正用フィルタ。 第1図 第2図 第3図 第4図 第6図 5(t)= ΣS(m丁+)51 Qシ11−11>5
(nTかΣS(mT+)si(−■址)mT+
関数の特性を示す図、第2図及び第3図は夫々本発明の
実施例を示すブロック図、第4図は上記関数の具体例を
示す図、第5図乃至第7図は先願のサンプリング周波数
変換器の動作原理を説明するための波形図、第8図は先
願のサンプリング周波数変換器を示すブロック図、第9
図はその動作説明図である。 1・・・・・・・・・メモリ、2・・・・・・・・・第
1のセレクター。 3・・・・・・・・・係数バンク、4・・・・・・・・
・第2のセレクター、5・・・・・・・・・乗算器、6
・・・・・・・・・加算器、11・・・・・・・・サン
プリング周波数変換器、12・・・・・・・・・直線歪
補正用フィルタ。 第1図 第2図 第3図 第4図 第6図 5(t)= ΣS(m丁+)51 Qシ11−11>5
(nTかΣS(mT+)si(−■址)mT+
Claims (1)
- 入力サンプリング信号をT_1sec毎に所定数記憶す
る記憶手段と、該記憶手段よりMT_1=NT_2(M
、Nは整数)の関係でT_2sec毎に所定数のサンプ
ル信号を選択して出力する第1のセレクター手段と、N
組のタップ係数を蓄積している係数バンク手段と、該タ
ップ係数バンク手段より上記第1のセレクター手段と同
期してT_2sec毎に所定の組のタップ係数を選択し
て出力する第2のセレクター手段と、選択出力されたサ
ンプル信号と選択出力されたタップ係数とを夫々乗算す
る乗算手段と、該乗算手段よりの各乗算出力を加算して
出力サンプリング信号をT_2sec毎に生成する加算
手段とを備えたFIRフィルタ型サンプリング周波数変
換器において、上記フィルタが、周波数領域では直線歪
をもつが、時間領域ではサイドロープの減衰ができるだ
け大きくなるような関数の特性を有するように上記タッ
プ係数を選定しかつ各時点におけるタップ係数の和が一
定になるように補正されており、上記サンプリング周波
数変換器の入力段または出力段に上記直線歪を補正する
フィルタを設けたことを特徴とするサンプリング周波数
変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11829589A JPH02298113A (ja) | 1989-05-11 | 1989-05-11 | サンプリング周波数変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11829589A JPH02298113A (ja) | 1989-05-11 | 1989-05-11 | サンプリング周波数変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02298113A true JPH02298113A (ja) | 1990-12-10 |
Family
ID=14733144
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11829589A Pending JPH02298113A (ja) | 1989-05-11 | 1989-05-11 | サンプリング周波数変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02298113A (ja) |
-
1989
- 1989-05-11 JP JP11829589A patent/JPH02298113A/ja active Pending
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