JPS59219042A - デイジタルアナログ変換方法 - Google Patents
デイジタルアナログ変換方法Info
- Publication number
- JPS59219042A JPS59219042A JP9293583A JP9293583A JPS59219042A JP S59219042 A JPS59219042 A JP S59219042A JP 9293583 A JP9293583 A JP 9293583A JP 9293583 A JP9293583 A JP 9293583A JP S59219042 A JPS59219042 A JP S59219042A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- signal
- sampling frequency
- digital signal
- analog conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はディジタル化された信号のディジタルアナロ
グ変換に２ける波形歪み、あるいはディジタル信号の標
本化周波数の１／２周波数に対し高域側に現われる折返
しスペクトル成分（雑音分）を軽減せしめるディジタル
アナログ変換方法ｌこ関する。
グ変換に２ける波形歪み、あるいはディジタル信号の標
本化周波数の１／２周波数に対し高域側に現われる折返
しスペクトル成分（雑音分）を軽減せしめるディジタル
アナログ変換方法ｌこ関する。
最近、 ＰＣＭ録音再生あるいは音のディジタル合成な
どの技術が注目されているが、これらのものについては
波形の忠実な再現８よび良質な音の生成が重要であり、
このためディジタル信号のディジタルアナログ変換では
波形の歪み、あるいはディジタル信号のスペクトルの折
返し成分を極力抑える必要がある。
どの技術が注目されているが、これらのものについては
波形の忠実な再現８よび良質な音の生成が重要であり、
このためディジタル信号のディジタルアナログ変換では
波形の歪み、あるいはディジタル信号のスペクトルの折
返し成分を極力抑える必要がある。
しかして、従来ディジタル化された信号をディジタルア
ナログ変換する際波形歪みを軽減する方法としてディジ
タルアナログ変換された標本値を直線あるいは２次曲線
などで補間する方法が用いられ、またディジタル信号の
標本化川波数の１／２周波数に対し高域側に現われる折
返しスペクトル成分つまり雑音分を減少させる方法とし
て標本化周波数を３倍ないし４倍にしてディジタルフィ
ル効果およびディジタル信号の標本化周波数の１／２周
波数の高域側に生じるスペクトルの折返し成分を除去す
る効果がいずれも不十分で、特に標本化周波数を３ない
し４倍にする場合には計算縫が多くなり、それだけ高速
処理が必要にな、る欠点があった。
ナログ変換する際波形歪みを軽減する方法としてディジ
タルアナログ変換された標本値を直線あるいは２次曲線
などで補間する方法が用いられ、またディジタル信号の
標本化川波数の１／２周波数に対し高域側に現われる折
返しスペクトル成分つまり雑音分を減少させる方法とし
て標本化周波数を３倍ないし４倍にしてディジタルフィ
ル効果およびディジタル信号の標本化周波数の１／２周
波数の高域側に生じるスペクトルの折返し成分を除去す
る効果がいずれも不十分で、特に標本化周波数を３ない
し４倍にする場合には計算縫が多くなり、それだけ高速
処理が必要にな、る欠点があった。
この発明は上記事情に鑑みてなされたもので。
ディジタルアナログ変換を行なう前にディジタル信号を
元の１票本化周波数と異なる標本化周波数の低域通過デ
ィジタルフィルタを通して再標本化し。
元の１票本化周波数と異なる標本化周波数の低域通過デ
ィジタルフィルタを通して再標本化し。
このディジタル信号を入力として用いることによりディ
ジタルアナログ変換における波形歪み、あるいはディジ
タル信号に含まれるスペクトルの折返し成分を効果的に
取除くことができるアナログディジタル変換方法を提供
することを目的とする。
ジタルアナログ変換における波形歪み、あるいはディジ
タル信号に含まれるスペクトルの折返し成分を効果的に
取除くことができるアナログディジタル変換方法を提供
することを目的とする。
以下、この発明の一実施例を説明する。
まず、ディジタルアナログ変換するに際し入力として用
いられる再標本化ディジタル信号Ｘ、 （ｍａｔ）を下
記の手順によって求める。
いられる再標本化ディジタル信号Ｘ、 （ｍａｔ）を下
記の手順によって求める。
■ 標本化周波数Ｆｓの原ディジクル信号ｘ（ｎΔＴ）
を与える。ここで、 ｘ（ｎΔＴ）の信号外帯域はＩｆ
ｌ≦Ｆ ｓ ／ ２の周波数ｆの範囲である。
を与える。ここで、 ｘ（ｎΔＴ）の信号外帯域はＩｆ
ｌ≦Ｆ ｓ ／ ２の周波数ｆの範囲である。
■ 次に、２倍の標本化周波数２ＦＳのディジタル信号
Ｘｏ（ｒｒｖｚ ｔ ） （Δｔ；ΔＴ／２）をから求
める。
Ｘｏ（ｒｒｖｚ ｔ ） （Δｔ；ΔＴ／２）をから求
める。
■ 次に、このディジタル信号ｘ（、（私ｔ ）をイン
パルス応答ｈ（ｍ）が （ｍ ＝ Ｍ ） Ｗ（ｍ ）＝０．５４−０．４６ Ｃｏｓ （πｍ／Ｍ
）で与えられるようなディジタルフィルタを通を求める
。これにより再標本化ディジタル信号ｘ、（ｍ△ｔ）が
求められる。すなわち、かかる再標本化ディジタル信号
ｘ、（ｍ、へｔ）は原ディジタル信号Ｘ（ｎ△′Ｆ）の
、原本化周波数Ｆｓの２倍の周波数２Ｆｓで再）透水化
されたものとして求められる。
パルス応答ｈ（ｍ）が （ｍ ＝ Ｍ ） Ｗ（ｍ ）＝０．５４−０．４６ Ｃｏｓ （πｍ／Ｍ
）で与えられるようなディジタルフィルタを通を求める
。これにより再標本化ディジタル信号ｘ、（ｍ△ｔ）が
求められる。すなわち、かかる再標本化ディジタル信号
ｘ、（ｍ、へｔ）は原ディジタル信号Ｘ（ｎ△′Ｆ）の
、原本化周波数Ｆｓの２倍の周波数２Ｆｓで再）透水化
されたものとして求められる。
そして、このディジタル信号ｘ、 ０ムｔ ） （Δ１
＝ΔＴ／２）を通常のディジタルアナログ変換器の入力
さし、ディジタルアナログ変換を行なう。
＝ΔＴ／２）を通常のディジタルアナログ変換器の入力
さし、ディジタルアナログ変換を行なう。
このようにすると、再標本化ディジタル信号Ｘ□（ｒ几
ムｔ）は原ディジタル信号ｘ（ｎ△Ｔ）（△Ｔ＝２△ｔ
）と原信号帯域Ｉｆｆ≦ＦＳ／２中でスペクトルが一致
し。
ムｔ）は原ディジタル信号ｘ（ｎ△Ｔ）（△Ｔ＝２△ｔ
）と原信号帯域Ｉｆｆ≦ＦＳ／２中でスペクトルが一致
し。
また原信号のスペクトル折返し雑音の帯域Ｆｓ／２〜３
Ｐ″ｓ ／ ２で成分が著しく小さくなり、これにより
ｘ（ｎΔ゛ｒ）のディジクルアナログ変換における波形
歪み、あるいはｘ（ｎ△Ｔ）のスペクトル折返し雑音を
著しく軽減できる。
Ｐ″ｓ ／ ２で成分が著しく小さくなり、これにより
ｘ（ｎΔ゛ｒ）のディジクルアナログ変換における波形
歪み、あるいはｘ（ｎ△Ｔ）のスペクトル折返し雑音を
著しく軽減できる。
このことは次のようにして示される。
最初に、 Ｘｏ（ｍΔｔ）がＸ（ｎΔＴ）（△Ｔ−２△
ｔ）と同となる。ここで、右辺第２頃はＸ。（ｍ△ｔ）
の定義から零であるので に等しい。これを図にて表わすと？Ｊ ］ Ｈ４ｆａｔ
〜ｆｄ）のようになる。ここで１．＠１図１ａｌは原デ
ィジタル信号ｘ（ｎΔＴ）の波形、同図ｆｂ）は向原デ
ィジタル信号のスペクトルの１君号分帯、伐ＡＥよびス
ペクトル折返し雑音帯域Ｂを示し、また哨１図ｉｃｌは
ディジタル信号ｘ６（ｒｒｈΔｔ）波形、同図１ｄｌは
同ディジタル信号のスペクトルを示している。
ｔ）と同となる。ここで、右辺第２頃はＸ。（ｍ△ｔ）
の定義から零であるので に等しい。これを図にて表わすと？Ｊ ］ Ｈ４ｆａｔ
〜ｆｄ）のようになる。ここで１．＠１図１ａｌは原デ
ィジタル信号ｘ（ｎΔＴ）の波形、同図ｆｂ）は向原デ
ィジタル信号のスペクトルの１君号分帯、伐ＡＥよびス
ペクトル折返し雑音帯域Ｂを示し、また哨１図ｉｃｌは
ディジタル信号ｘ６（ｒｒｈΔｔ）波形、同図１ｄｌは
同ディジタル信号のスペクトルを示している。
したがって、このような信号Ｘ。（ｍΔｔ）９インパル
ス応答ｈ（ｎ）のディジタルフィルタに通すと、 ゛こ
れにより得られる信号ｘ、（ｎΔｔ）は原信号ｘ（ｎΔ
Ｔ）の信号分子城１ｆｌ≦Ｆｓ ／２ではｘ、 （ｍΔ
ｔ） ０）、ｚ、ヘクトルに一致し、帯域Ｆ’ｓ／２（
ｌ ｆ １（３Ｆｓ／２ではＸ、（ｍｗｔ）の周波数成
分が著しく小さくなる。
ス応答ｈ（ｎ）のディジタルフィルタに通すと、 ゛こ
れにより得られる信号ｘ、（ｎΔｔ）は原信号ｘ（ｎΔ
Ｔ）の信号分子城１ｆｌ≦Ｆｓ ／２ではｘ、 （ｍΔ
ｔ） ０）、ｚ、ヘクトルに一致し、帯域Ｆ’ｓ／２（
ｌ ｆ １（３Ｆｓ／２ではＸ、（ｍｗｔ）の周波数成
分が著しく小さくなる。
ここで、標本化周波数が２ＦＳのディジタル信号ｘｏ（
ｍへｔ）に対ししゃ断層波数γＦｓ（規格化周波数Ω−
ω△ｔでγπｒａｄｉａｎ 、標本化周波数２ＦＳを２
πｒａｄｉａｎ に対応させる。）のゼロ位相理想低
域通過フィルタを考える（！：１このときのインパルス
応答ｈｏ（ｍ）は で与えられ、また周波数特性Ｈ０（ｅＪ“１）は１（ｏ
（ｅｊ“ｔ） となる。
ｍへｔ）に対ししゃ断層波数γＦｓ（規格化周波数Ω−
ω△ｔでγπｒａｄｉａｎ 、標本化周波数２ＦＳを２
πｒａｄｉａｎ に対応させる。）のゼロ位相理想低
域通過フィルタを考える（！：１このときのインパルス
応答ｈｏ（ｍ）は で与えられ、また周波数特性Ｈ０（ｅＪ“１）は１（ｏ
（ｅｊ“ｔ） となる。
したがって、信号ｘ６ （ｍｗｔ ）をインパルス応答
になるので出力のスペクトルは帯域１ｆｌ≦γＦｓでは
信号ＸｏｅΔｔ）のスペクトルと一枚し、γＦＳ〈Ｉｆ
ｆ（（２−γ）Ｆｓでは出力のスペクトルの値は零にな
る。
になるので出力のスペクトルは帯域１ｆｌ≦γＦｓでは
信号ＸｏｅΔｔ）のスペクトルと一枚し、γＦＳ〈Ｉｆ
ｆ（（２−γ）Ｆｓでは出力のスペクトルの値は零にな
る。
ところが、実際にはこのようなゼロ位相理想低域フィル
タは実現不可能なため、ここでは低域通過直線位相有限
インパルス応答フィルタを用いる。
タは実現不可能なため、ここでは低域通過直線位相有限
インパルス応答フィルタを用いる。
そしてこのフィルタのインパルス応答ｈγ（ｍ）として
例えば ｗ（ｍ）＝Ｑ、５４−０．４６ ｃｏｓ（烏（０≦ｍ≦
２Ｍ）で与えられるものを考えると２原ディジタル信号
ｘ（ｎ△Ｔ）の信号外帯域１ｆｌ（Ｆｓ／２にカットオ
フ周波数を対応させて通常γニーとしている。このよう
にすると、信号ｘｏ（ｒｒｂムｔ）がインパルス応答ｈ
ｙ（ｍ） のフィルタを通ったときの出力ｘ、（ｍ、
へ−）ハＸｏ（ｒルヘｔ）とｈ ｒ （ｍ ） の畳み
込みによって（Ｇられ。このときの計算量は一般の場合
１時間△Ｔ当り２（Ｍ＋１）の積和の計算となる。実際
に利用できるフィルタは上述のフィルタのように帯域γ
Ｆｓ（Ｉｆｌ（（２−γ）Ｆｓで成分を完全にしゃ断で
きないが実用上十分な程度に除去することができる。
例えば ｗ（ｍ）＝Ｑ、５４−０．４６ ｃｏｓ（烏（０≦ｍ≦
２Ｍ）で与えられるものを考えると２原ディジタル信号
ｘ（ｎ△Ｔ）の信号外帯域１ｆｌ（Ｆｓ／２にカットオ
フ周波数を対応させて通常γニーとしている。このよう
にすると、信号ｘｏ（ｒｒｂムｔ）がインパルス応答ｈ
ｙ（ｍ） のフィルタを通ったときの出力ｘ、（ｍ、
へ−）ハＸｏ（ｒルヘｔ）とｈ ｒ （ｍ ） の畳み
込みによって（Ｇられ。このときの計算量は一般の場合
１時間△Ｔ当り２（Ｍ＋１）の積和の計算となる。実際
に利用できるフィルタは上述のフィルタのように帯域γ
Ｆｓ（Ｉｆｌ（（２−γ）Ｆｓで成分を完全にしゃ断で
きないが実用上十分な程度に除去することができる。
一方、カットオフ周波数に相当する周波数γＦｓをｐ
Ｓ ／２としたとき直線位相インパルス応答フィルタの
インパルス応答ｈ（ｍＸ＝ｊｂｒ（ｍ）ｌｒ＝１／２）
は約半数のｍでそとなり畳み込みの計算が簡単になる。
Ｓ ／２としたとき直線位相インパルス応答フィルタの
インパルス応答ｈ（ｍＸ＝ｊｂｒ（ｍ）ｌｒ＝１／２）
は約半数のｍでそとなり畳み込みの計算が簡単になる。
つまりころときの計算量は時間△Ｔあたり（Ｍ＋２）
の積和の計算となりγを一般の値に選んだ場合に比べ約
１／２の計算量で済む。しかもｘ。
の積和の計算となりγを一般の値に選んだ場合に比べ約
１／２の計算量で済む。しかもｘ。
けムｔ）の帯域Ｆｓ／２〜３Ｆｓ／２ではフィルタ出力
Ｘ。
Ｘ。
０ムｔ）のスペクトルの値は十分小さくなる。
ちなみにＭ＝１５のときのフィルタのインパルス応答ｈ
（ｍ ）は下表のようになる。
（ｍ ）は下表のようになる。
（以下余白）
その他のｍではＪｍ）＝Ｑである。
一方、このときの対数振幅・待住は第２１Δ（こ示すよ
うになる。
うになる。
したがって、この発明によればディジタル信号ｘ（ｎΔ
Ｔ）をディジタルアナログ変換するにあたって、まずｘ
（ｎΔＴ）からｘ（、（ｍハ、ｔ）を求めこれをインパ
ルス応答ｈ（ｎ）のディジタルフィルタに通しその出力
としてｘ、 （ｍ、へｔ）を得、この信号Ｘ、（１Δｔ
）をディジタルアナログ変換器の入力としてディジタル
アナログ変換を行ないアナログ出・力を得るようにして
いるので、 ｘ（ｎ△ｔ）を直接ディジタルアナログ変
換器の入力したのに比べ波形歪みあるいはｘ（ｎΔｔ）
のスペクトルの折返し雑音（この雑音によって波形歪み
が生じるので結局は上述の波形歪みと同じものである。
Ｔ）をディジタルアナログ変換するにあたって、まずｘ
（ｎΔＴ）からｘ（、（ｍハ、ｔ）を求めこれをインパ
ルス応答ｈ（ｎ）のディジタルフィルタに通しその出力
としてｘ、 （ｍ、へｔ）を得、この信号Ｘ、（１Δｔ
）をディジタルアナログ変換器の入力としてディジタル
アナログ変換を行ないアナログ出・力を得るようにして
いるので、 ｘ（ｎ△ｔ）を直接ディジタルアナログ変
換器の入力したのに比べ波形歪みあるいはｘ（ｎΔｔ）
のスペクトルの折返し雑音（この雑音によって波形歪み
が生じるので結局は上述の波形歪みと同じものである。
）をＦ ｓ ／ ”１〜３ Ｆ ｓ ／２の帯域域通過
フィルタを用いることによりディジタルアナログ変換後
の出力から除去することは容易である。
フィルタを用いることによりディジタルアナログ変換後
の出力から除去することは容易である。
この結果、最近注目されているＰＣＭ録音再生あるいは
音のディジタル合成などにおいて波形の忠実な再現およ
び良質な音の生成が得られることになる。
音のディジタル合成などにおいて波形の忠実な再現およ
び良質な音の生成が得られることになる。
なお、この発明は上記実施例にのみ限定されず要旨を変
更しない範囲で適宜変形して実施できる。
更しない範囲で適宜変形して実施できる。
例えば上述の実権例ではディジタル信号を元の標本化周
波数の２倍の標本化周波数の低域通過ディィジタルフィ
ルタを通して再標本化するようにしたが１元の標本化周
波数と異なる標本化周波数の低域通過ディジタルフィル
タを通して再標本化するようにしてもよい。
波数の２倍の標本化周波数の低域通過ディィジタルフィ
ルタを通して再標本化するようにしたが１元の標本化周
波数と異なる標本化周波数の低域通過ディジタルフィル
タを通して再標本化するようにしてもよい。
第１図ｆａｌ〜（ｄ）はこの発明の一実施例を説明する
ための図、第２図は同実施例を説明するための対数振幅
特性図である。 ぢｉす、ニー士ご
ための図、第２図は同実施例を説明するための対数振幅
特性図である。 ぢｉす、ニー士ご
Claims (2)
- （１）原ディジタル信号を、この信号の標本化周波数と
異なる標本化周波数の低域通過形ディジタルフィルタに
通し再標本化し、このディジタル信号をディジタルアナ
ログ変換器の入力として用いることを特徴とするディジ
タルアナログ変換方法。 - （２）上記低域通過形ディジタルフィルタの標本化周波
数を上記原ディジタル信号の標本化周波数の２倍にした
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のディジタ
ルアナログ変換方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9293583A JPS59219042A (ja) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | デイジタルアナログ変換方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9293583A JPS59219042A (ja) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | デイジタルアナログ変換方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59219042A true JPS59219042A (ja) | 1984-12-10 |
Family
ID=14068336
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9293583A Pending JPS59219042A (ja) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | デイジタルアナログ変換方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59219042A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010513940A (ja) * | 2006-06-29 | 2010-04-30 | エヌエックスピー ビー ヴィ | ノイズ合成 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5240012A (en) * | 1975-09-24 | 1977-03-28 | Western Electric Co | Signal processor for converting digital sampling frequency |
| JPS5661847A (en) * | 1979-10-25 | 1981-05-27 | Mitsubishi Electric Corp | Pcm signal process system |
-
1983
- 1983-05-26 JP JP9293583A patent/JPS59219042A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5240012A (en) * | 1975-09-24 | 1977-03-28 | Western Electric Co | Signal processor for converting digital sampling frequency |
| JPS5661847A (en) * | 1979-10-25 | 1981-05-27 | Mitsubishi Electric Corp | Pcm signal process system |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010513940A (ja) * | 2006-06-29 | 2010-04-30 | エヌエックスピー ビー ヴィ | ノイズ合成 |
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