JPH02295312A - 工業的制御装置用ディジタル／周波数入力装置 - Google Patents
工業的制御装置用ディジタル／周波数入力装置Info
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- JPH02295312A JPH02295312A JP2103303A JP10330390A JPH02295312A JP H02295312 A JPH02295312 A JP H02295312A JP 2103303 A JP2103303 A JP 2103303A JP 10330390 A JP10330390 A JP 10330390A JP H02295312 A JPH02295312 A JP H02295312A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/80—Optical aspects relating to the use of optical transmission for specific applications, not provided for in groups H04B10/03 - H04B10/70, e.g. optical power feeding or optical transmission through water
- H04B10/801—Optical aspects relating to the use of optical transmission for specific applications, not provided for in groups H04B10/03 - H04B10/70, e.g. optical power feeding or optical transmission through water using optical interconnects, e.g. light coupled isolators, circuit board interconnections
- H04B10/802—Optical aspects relating to the use of optical transmission for specific applications, not provided for in groups H04B10/03 - H04B10/70, e.g. optical power feeding or optical transmission through water using optical interconnects, e.g. light coupled isolators, circuit board interconnections for isolation, e.g. using optocouplers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/20—Repeater circuits; Relay circuits
- H04L25/26—Circuits with optical sensing means, i.e. using opto-couplers for isolation
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、工業的制御分野に対する信号処理に関し、特
定すると、種々の信号を受信するための新規にして有用
な入力回路に関する。
定すると、種々の信号を受信するための新規にして有用
な入力回路に関する。
［従来技術．発明の課題］
工業上のディジタルおよび周波数入力回路は、通常、必
要とされる隔絶のため、オブトカップリングを有する抵
抗回路である．それらの回路は、２４ＶＤＣ ， １２
５ＶＤＣ， ｌ１７ＶＡｃ、または２３０ＶＡＣ（７）
ような標準的制御信号を取り入れることができる．これ
らの回路の欠点は、所望の信号範囲を選択するためジャ
ンパ設定を必要とすることである．そうでないと、回路
は、唯一の信号形式に制限される．１つの共通の問題は
、使用者が、使用者の応用に対して間違った状態におい
てジャンパを利用することになり、したがって障害が生
ずることである． 抵抗入力回路に関する他の問題は、電力が増すにつれて
、電力消費が加速的に増すことである．また、監視の方
法に依存して、信号の情報に制約がある．例えば、レベ
ルが毎秒１ｏ回チェックされるならば、それはディジタ
ル入力に適切であろう．しかしながら、５Ｈｚ周波数が
、シャノンのサンプリング理論にしたがってビックアッ
プできるであろう最高である．他方、毎秒２０， ００
０回のような小増分で監視される場合、おそらく何か他
のことをするに十分の時間がないであろう．この点で、
周波数一電圧コンバータが興味があるように見えるかも
しれない．しかしながら、これは、アナログ信号の測定
を必要とし、そしてこれは、間接的であり、実施するの
がより難しい．Ｃ課題を解決するための手段］ 本発明は、工業的制御分野に対する入力回路であって、
回路の入力端子間に接続された金属酸化物バリスタと、
入力端子の一方に接続され、負電流を防ぐためのダイオ
ードと、入力端子間に接続され、トランジスタに供給さ
れる電圧を制限するためのゼナーダイオードとを含み、
該トランジスタは、そのベースが入力端子の一方に接続
され、かつオプトカプラーに接続されて成る入力回路を
提供する．オブトカップラーは、その出力が、インバー
タのシュミットトリガ入力に接続される．インバータの
出力は、マイクロプロセッサまたは工業的制御信号を受
信するだめのその他の装置に接続される． 本発明の回路は、広範囲のＤＣおよびＡＣ電圧を受信す
ることができ、したがってジャンパの必要性を排除し得
る． ［実施例］ 本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、以下
に図面を参照して行った実施例についての説明から明か
となろう． 図面を参照して説明すると、ここに開示される本発明の
実施例は、種々の波形および電圧を有する入力制御信号
を受信・調整し、信号をマイクロプロセッサまたはその
他の工業的制御装置に供給する制御回路より成る． 本発明は、工業的制御分野に対して設計された改良され
たディジタル／周波数入力を提供する．回路は、広範囲
の標準的および非標準的制御信号を印加することを可能
にする．試験の結果、ロー１０ＫＨｚの信号に対して１
１ボルトの最小高レベルスレッショルド電圧と、８ボル
トの最大低レベルスレッショルドを有した．回路は、１
３０ＶＤＣおよび２５０ＶＡＣの入力電圧に絶えること
ができる．それゆえ、回路は、約１５〜１３０ボルトの
ＤＣ制御信号、および約１５〜２５０ボルトのＡＣ制御
信号を取り扱うことができる．本回路が取り入れる標準
制御入力信号ニハ、１５ＶＤＣ． ２４ＶＤＣ． ２８
ＶＤＣ． １２５ＶＤＣ． ２４ＶＡＣ，１１７ＶＡＣ
および２３０ＶＡＣなどがある。これらの信号はすべて
、範囲を選択するのにジャンバの必要を伴わずに印加で
きる。入力信号に対する唯一の基準は、高レベルに対し
てはｌ５ボルト以上であり、低レベルに対しては２ボル
ト以下であり、同時に＋１３０ＶＤ， ２５０ＶＡＣを
越エテはならず、−３５０ＶＤＣよりも負に移行しては
ならないということである．信号周波数は約４５ＫＨｚ
まで試験されたが、ｌＯＫＨｚが、応用される制御信号
の殆どのものに十分である．それゆえ、実際にどのよう
な波形でも、この基準に叶うものは、うまく使用できる
．可能な波形の若干の例が第２〜５図に示されている．
使用できる二三の波形は、方形、三角形、正弦波形であ
る． 第１図を参照すると、回路は、入力端子８および１２に
ＭＯＶ （金属酸化物バリスタ）を備えるが、これは３
７０以上で現われるトランジェントを抑制する．ダイオ
ード１４が、正偏倚信号を通過させ、負偏倚信号をカッ
トオフする．信号が高レベを生ずるように正で印加され
ると、トランジスタＱがターンオンし、これにより電流
がオブトヵブラ１６中に流入せしめられる．トランジス
タＱおよびゼナーダイオード１８は、抵抗Ｒ２中を流れ
る信号からバイアス電流が供給される．ゼナー電圧に達
すると、トランジスタＱ中に定常電流が設定される。こ
れは、出力抵抗Ｒ３にほぼ一定の電圧が生ずることに起
因する。それゆえ、信号がこの点に達した後、信号がよ
り高電位に移行しても３〜４ｍＡシか取り出さない． オプトカプラーダイオード１６中のこの電流は、オプト
カプラートランジスタ２０を導通せしめ、シュミットト
リガを有するインバータ（７４ＨＣ１４）２２に対する
入力を低電位に降下させる．インバータ２２はシュミッ
トトリガ入力を有しているが、これはノイズが誤パルス
を生じさせるのを防ぐに必要なヒステリシスを提供する
．反転されたインバータの出力は、信号をある工業的制
御関数として利用するマイクロプロセス２４の入力ビン
に取り込まれる． 印加される制御信号が降下すると、抵抗Ｒ３およびホト
カブラ−１６、２ｏ中の電流が減じ、プルアップ抵抗Ｒ
４をしてインバータ２２の入方電圧を上昇せしめ、これ
によりインバータ２２の出力を低電位に移行せしめる。
要とされる隔絶のため、オブトカップリングを有する抵
抗回路である．それらの回路は、２４ＶＤＣ ， １２
５ＶＤＣ， ｌ１７ＶＡｃ、または２３０ＶＡＣ（７）
ような標準的制御信号を取り入れることができる．これ
らの回路の欠点は、所望の信号範囲を選択するためジャ
ンパ設定を必要とすることである．そうでないと、回路
は、唯一の信号形式に制限される．１つの共通の問題は
、使用者が、使用者の応用に対して間違った状態におい
てジャンパを利用することになり、したがって障害が生
ずることである． 抵抗入力回路に関する他の問題は、電力が増すにつれて
、電力消費が加速的に増すことである．また、監視の方
法に依存して、信号の情報に制約がある．例えば、レベ
ルが毎秒１ｏ回チェックされるならば、それはディジタ
ル入力に適切であろう．しかしながら、５Ｈｚ周波数が
、シャノンのサンプリング理論にしたがってビックアッ
プできるであろう最高である．他方、毎秒２０， ００
０回のような小増分で監視される場合、おそらく何か他
のことをするに十分の時間がないであろう．この点で、
周波数一電圧コンバータが興味があるように見えるかも
しれない．しかしながら、これは、アナログ信号の測定
を必要とし、そしてこれは、間接的であり、実施するの
がより難しい．Ｃ課題を解決するための手段］ 本発明は、工業的制御分野に対する入力回路であって、
回路の入力端子間に接続された金属酸化物バリスタと、
入力端子の一方に接続され、負電流を防ぐためのダイオ
ードと、入力端子間に接続され、トランジスタに供給さ
れる電圧を制限するためのゼナーダイオードとを含み、
該トランジスタは、そのベースが入力端子の一方に接続
され、かつオプトカプラーに接続されて成る入力回路を
提供する．オブトカップラーは、その出力が、インバー
タのシュミットトリガ入力に接続される．インバータの
出力は、マイクロプロセッサまたは工業的制御信号を受
信するだめのその他の装置に接続される． 本発明の回路は、広範囲のＤＣおよびＡＣ電圧を受信す
ることができ、したがってジャンパの必要性を排除し得
る． ［実施例］ 本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、以下
に図面を参照して行った実施例についての説明から明か
となろう． 図面を参照して説明すると、ここに開示される本発明の
実施例は、種々の波形および電圧を有する入力制御信号
を受信・調整し、信号をマイクロプロセッサまたはその
他の工業的制御装置に供給する制御回路より成る． 本発明は、工業的制御分野に対して設計された改良され
たディジタル／周波数入力を提供する．回路は、広範囲
の標準的および非標準的制御信号を印加することを可能
にする．試験の結果、ロー１０ＫＨｚの信号に対して１
１ボルトの最小高レベルスレッショルド電圧と、８ボル
トの最大低レベルスレッショルドを有した．回路は、１
３０ＶＤＣおよび２５０ＶＡＣの入力電圧に絶えること
ができる．それゆえ、回路は、約１５〜１３０ボルトの
ＤＣ制御信号、および約１５〜２５０ボルトのＡＣ制御
信号を取り扱うことができる．本回路が取り入れる標準
制御入力信号ニハ、１５ＶＤＣ． ２４ＶＤＣ． ２８
ＶＤＣ． １２５ＶＤＣ． ２４ＶＡＣ，１１７ＶＡＣ
および２３０ＶＡＣなどがある。これらの信号はすべて
、範囲を選択するのにジャンバの必要を伴わずに印加で
きる。入力信号に対する唯一の基準は、高レベルに対し
てはｌ５ボルト以上であり、低レベルに対しては２ボル
ト以下であり、同時に＋１３０ＶＤ， ２５０ＶＡＣを
越エテはならず、−３５０ＶＤＣよりも負に移行しては
ならないということである．信号周波数は約４５ＫＨｚ
まで試験されたが、ｌＯＫＨｚが、応用される制御信号
の殆どのものに十分である．それゆえ、実際にどのよう
な波形でも、この基準に叶うものは、うまく使用できる
．可能な波形の若干の例が第２〜５図に示されている．
使用できる二三の波形は、方形、三角形、正弦波形であ
る． 第１図を参照すると、回路は、入力端子８および１２に
ＭＯＶ （金属酸化物バリスタ）を備えるが、これは３
７０以上で現われるトランジェントを抑制する．ダイオ
ード１４が、正偏倚信号を通過させ、負偏倚信号をカッ
トオフする．信号が高レベを生ずるように正で印加され
ると、トランジスタＱがターンオンし、これにより電流
がオブトヵブラ１６中に流入せしめられる．トランジス
タＱおよびゼナーダイオード１８は、抵抗Ｒ２中を流れ
る信号からバイアス電流が供給される．ゼナー電圧に達
すると、トランジスタＱ中に定常電流が設定される。こ
れは、出力抵抗Ｒ３にほぼ一定の電圧が生ずることに起
因する。それゆえ、信号がこの点に達した後、信号がよ
り高電位に移行しても３〜４ｍＡシか取り出さない． オプトカプラーダイオード１６中のこの電流は、オプト
カプラートランジスタ２０を導通せしめ、シュミットト
リガを有するインバータ（７４ＨＣ１４）２２に対する
入力を低電位に降下させる．インバータ２２はシュミッ
トトリガ入力を有しているが、これはノイズが誤パルス
を生じさせるのを防ぐに必要なヒステリシスを提供する
．反転されたインバータの出力は、信号をある工業的制
御関数として利用するマイクロプロセス２４の入力ビン
に取り込まれる． 印加される制御信号が降下すると、抵抗Ｒ３およびホト
カブラ−１６、２ｏ中の電流が減じ、プルアップ抵抗Ｒ
４をしてインバータ２２の入方電圧を上昇せしめ、これ
によりインバータ２２の出力を低電位に移行せしめる。
マイクロプロセッサは、レベル中のこれらの変化を感知
し得る（エッジトリガ割込み）．これらの割込みは、そ
れらの間の計数値を追跡することによって、時間をマー
クすることができる．既知の内部クロック周波数が存在
するから、割込み周波数を決定できる。ＤＣディジタル
制御入力の状況においては、ボートを読むことから、あ
るいは転換状態を追跡することによってレベルが高か低
かを決定できる。
し得る（エッジトリガ割込み）．これらの割込みは、そ
れらの間の計数値を追跡することによって、時間をマー
クすることができる．既知の内部クロック周波数が存在
するから、割込み周波数を決定できる。ＤＣディジタル
制御入力の状況においては、ボートを読むことから、あ
るいは転換状態を追跡することによってレベルが高か低
かを決定できる。
ＡＣラインディジタル制御入力信号は、周波数モードを
使用することによって実現できる。ＡＣライン信号は、
高レベル信号に対しては４５〜６５Ｈｚの周波数として
、そして低レベル信号に対してはこれより低い周波数と
して確認できる。５０／５０デューティーサイクル波形
の場合、１／２サイクルで決定できる。周波数を決定す
る他の手法は、固定時間−期間内における転換゜を計数
することである６しかしながら、これは迅速な作用に得
ることができない． 第１図において、正入力端子８とトランジスタＱのコレ
クタとの間には、抵抗Ｒｌが接続されていて、コレクタ
をサージ電流から保護している。
使用することによって実現できる。ＡＣライン信号は、
高レベル信号に対しては４５〜６５Ｈｚの周波数として
、そして低レベル信号に対してはこれより低い周波数と
して確認できる。５０／５０デューティーサイクル波形
の場合、１／２サイクルで決定できる。周波数を決定す
る他の手法は、固定時間−期間内における転換゜を計数
することである６しかしながら、これは迅速な作用に得
ることができない． 第１図において、正入力端子８とトランジスタＱのコレ
クタとの間には、抵抗Ｒｌが接続されていて、コレクタ
をサージ電流から保護している。
オプトカプラートランジスタ２０のペーストとエミッタ
との間には、抵抗Ｒ５が接続されており、ノイズを減じ
、オプトカプラーのオンー才フスイッチング時間を平均
化している６ オプトカプラ−１６．２０は、例えば商業的に入手でき
る４Ｎ３６とし得る． マイクロプロセッサは、入力制御信号を感知し、マイク
ロプロセッサに接続されるデバイスに適切な制御を与え
るために０．５■のディジタル信号を必要とする． ＭＯＶ Ｉ Ｏはトランジェントおよびノイズを防ぎ、
他方ゼナー１８はトランジスタＱに対する電圧を設定す
る．このトランジスタＱは、動作してオプトカプラー中
に低電流を設定するため制御電圧を必要とする． 本発明の改良されたディジタル／周波数入力は、従来の
方法に優る多くの利点を有する．回路内の物理的ジャン
パの除去によって、使用者がジャンパをセットする必要
は排除される。これは、ジャンバ位置について確認する
段階を経ることから使用者開放するだけでなく、不正の
ジャンパ設定に起因する障害を防ぐのを助ける．本発明
の回路は、実際に波形と無関係であるから、もし望むな
らば、正弦波、方形波（オンー才フＤＣ信号）、あるい
は三角波のような非標阜的信号を動作させ得るという変
幻性を使用者に与えるものである． 本発明の回路は、ディジタルおよび／または周波数入力
として二重に働くから、周波数一電圧コンバータやＡＣ
結合形態のような追加の回路は必要とされない． 本発明の回路は、電流入力を３〜４ｍＡに制限するが、
これは高電圧が印加されるとき電力消費を大幅に低減さ
せる．例えば、印加電圧が２４ＶＤＣから１２５ＶＤＣ
に増加したとしたら、標準的抵抗入力回路はスタート時
の２７倍に増加するであろうが、改良回路は数倍にだけ
増加するだけである．本発明の回路は、普通３−４ｍＡ
Ｌ／か取り出さない．これは、高レベル状態を生ずる
のに最小の電流しか必要としない．それゆえ、本回路は
、ある種の固有のノイズ不感知性をもたらす．シュミッ
トトリガ入力を備えるインバータ７４｝ＩＣ１４はヒス
テリシス作用を内蔵しており、そしてこの作用は、レベ
ル転換中における出力の振動の発生を防ぐのを助ける．
抵抗Ｒ５は、ノイズによるオブトカプラーの作動を低減
するのを助ける． 本発明は、Ｒｌ，Ｒ２．Ｒ３およびゼナー電圧の値を変
えることによって種々の入力範囲および感知レベルに適
用できる．この変更は、スレッショルド電圧および入力
電流制限値を再設定することになろう． 以上本発明を好ましい実施例について説明したが、当技
術に精通したものであれば、本発明の技術思想から逸脱
することなく種々の変化変更をなし得ることは明らかで
あろう．
との間には、抵抗Ｒ５が接続されており、ノイズを減じ
、オプトカプラーのオンー才フスイッチング時間を平均
化している６ オプトカプラ−１６．２０は、例えば商業的に入手でき
る４Ｎ３６とし得る． マイクロプロセッサは、入力制御信号を感知し、マイク
ロプロセッサに接続されるデバイスに適切な制御を与え
るために０．５■のディジタル信号を必要とする． ＭＯＶ Ｉ Ｏはトランジェントおよびノイズを防ぎ、
他方ゼナー１８はトランジスタＱに対する電圧を設定す
る．このトランジスタＱは、動作してオプトカプラー中
に低電流を設定するため制御電圧を必要とする． 本発明の改良されたディジタル／周波数入力は、従来の
方法に優る多くの利点を有する．回路内の物理的ジャン
パの除去によって、使用者がジャンパをセットする必要
は排除される。これは、ジャンバ位置について確認する
段階を経ることから使用者開放するだけでなく、不正の
ジャンパ設定に起因する障害を防ぐのを助ける．本発明
の回路は、実際に波形と無関係であるから、もし望むな
らば、正弦波、方形波（オンー才フＤＣ信号）、あるい
は三角波のような非標阜的信号を動作させ得るという変
幻性を使用者に与えるものである． 本発明の回路は、ディジタルおよび／または周波数入力
として二重に働くから、周波数一電圧コンバータやＡＣ
結合形態のような追加の回路は必要とされない． 本発明の回路は、電流入力を３〜４ｍＡに制限するが、
これは高電圧が印加されるとき電力消費を大幅に低減さ
せる．例えば、印加電圧が２４ＶＤＣから１２５ＶＤＣ
に増加したとしたら、標準的抵抗入力回路はスタート時
の２７倍に増加するであろうが、改良回路は数倍にだけ
増加するだけである．本発明の回路は、普通３−４ｍＡ
Ｌ／か取り出さない．これは、高レベル状態を生ずる
のに最小の電流しか必要としない．それゆえ、本回路は
、ある種の固有のノイズ不感知性をもたらす．シュミッ
トトリガ入力を備えるインバータ７４｝ＩＣ１４はヒス
テリシス作用を内蔵しており、そしてこの作用は、レベ
ル転換中における出力の振動の発生を防ぐのを助ける．
抵抗Ｒ５は、ノイズによるオブトカプラーの作動を低減
するのを助ける． 本発明は、Ｒｌ，Ｒ２．Ｒ３およびゼナー電圧の値を変
えることによって種々の入力範囲および感知レベルに適
用できる．この変更は、スレッショルド電圧および入力
電流制限値を再設定することになろう． 以上本発明を好ましい実施例について説明したが、当技
術に精通したものであれば、本発明の技術思想から逸脱
することなく種々の変化変更をなし得ることは明らかで
あろう．
第１図は本発明の入力回路の概略回路図、第２図は、そ
の上部に可能な入力制御信号の波形を、下部にマイクロ
プロセッサまたはその他の工業的制御装置により使用の
ため入力回路により調整されたた対応する信号波形を示
す波形図、第３図は他の入力制御信号を示す第２図に類
似の波形図、第４図はさらに他の入力制御信号を示す第
２図に類似の波形図、第５図は可能な非標準的入力制御
信号を示す第２図に類似の波形図である。 ８，１２： 端子 １〇二 ＭＯＶ （金属酸化物バリスタ）１４； ダ
イオード １６： オプトカプラーダイオード ｌ８： ゼナーダイオード ２０： オプトカプラートランジスタ ２２： インバータ ２４： マイクロプロセッサ Ｒ１〜Ｒ５： 抵抗 Ｑ： トランジスタ ＦＩＧ．３ ＦＩＧ．５ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．４
の上部に可能な入力制御信号の波形を、下部にマイクロ
プロセッサまたはその他の工業的制御装置により使用の
ため入力回路により調整されたた対応する信号波形を示
す波形図、第３図は他の入力制御信号を示す第２図に類
似の波形図、第４図はさらに他の入力制御信号を示す第
２図に類似の波形図、第５図は可能な非標準的入力制御
信号を示す第２図に類似の波形図である。 ８，１２： 端子 １〇二 ＭＯＶ （金属酸化物バリスタ）１４； ダ
イオード １６： オプトカプラーダイオード ｌ８： ゼナーダイオード ２０： オプトカプラートランジスタ ２２： インバータ ２４： マイクロプロセッサ Ｒ１〜Ｒ５： 抵抗 Ｑ： トランジスタ ＦＩＧ．３ ＦＩＧ．５ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．４
Claims (11)
- （１）種々の波形および電圧レベルを有する制御信号を
調整するための入力回路において、制御信号を受信する
ための１対の入力端子と、前記端子間に接続され、前記
端子間の高トランジェント電圧を制限するための非直線
性電圧制限手段と、前記端子の一方に接続され、該一方
の端子に対する逆電流の流れを阻止するためのダイオー
ド（第１ダイオード）と、ベースが抵抗（第１抵抗）を
介して前記端子の他方に接続されたトランジスタと、抵
抗を介して該トランジスタのエミッタに接続され、該ト
ランジスタを流れる電流を受け取り、かつ工業的制御装
置において使用のため調整された信号を出力するための
隔絶出力を有するオプトカプラー手段とを備えることを
特徴とする入力装置。 - （２）前記非直線的電圧制限手段が、前記入力端子間に
接続されたバリスタを含む特許請求の範囲第１項記載の
入力回路。 - （３）一端が前記バリスタの一端に接続された抵抗と、
該抵抗の他端に接続されたゼナーダイオードとを備え、
前記第１ダイオードが、前記バリスタおよび前記ゼナー
ダイオード間に接続されている特許請求の範囲第２項記
載の入力回路。 - （４）前記オプトカプラー手段の出力に接続されたシュ
ミットトリガ入力を有するインバータを有し、該インバ
ータが被調整信号を供給するためのインバータ出力を有
する特許請求の範囲第１項記載の入力回路。 - （５）前記インバータの前記反転出力に接続されたマイ
クロプロセッサを備える特許請求の範囲第４項記載の入
力回路。 - （６）前記非直線的電圧制限手段がバリスタより成り、
前記の第１ダイオードが該バリスタの一端およびゼナー
ダイオード間に接続されており、前記バリスタおよび前
記ゼナーダイオードの端子間に抵抗が接続されており、
前記トランジスタのベースが該抵抗に接続されている特
許請求の範囲第４項記載の入力回路。 - （７）前記第１抵抗に接続された入力端子に接続された
第２の抵抗を備え、該第２抵抗が前記トランジスタのコ
レクタに接続されている特許請求の範囲第６項記載の入
力回路。 - （８）前記トランジスタおよび前記オプトカプラー間に
接続された第３の抵抗を有する特許請求の範囲第７項記
載の入力回路。 - （９）前記オプトカプラーが、前記第３抵抗および前記
第１ダイオード間に接続された発光ダイオードと、該発
光ダイオードに光学的に結合された光トランジスタを含
む特許請求の範囲第８項記載の入力回路。 - （１０）前記トランジスタがベース、エミッタおよびコ
レクタを有し、前記光トランジスタのベースと前記コレ
クタおよびエミッタの一方との間に第４の抵抗が接続さ
れている特許請求の範囲第９項記載の入力回路。 - （１１）前記光トランジスタのコレクタに接続されたシ
ュミットトリガ入力を有するインバータを備え、該イン
バータが前記被調整信号を搬送するための反転出力を有
し、前記インバータの入力および選択されたレベルの電
圧源間に接続された第５の抵抗を備える特許請求の範囲
第１０項記載の入力回路。
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