JPH02246777A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、インバータ装置に間するものである。

〔従　来　の　技　術〕

第７図に従来のインバータ装置の回路図を示す。

第７図のインバータ装置は、商用電源等の交流電源１の
電圧を整流素子２により脈流に変換し、さらに平滑用コ
ンデンサ７により豚流電圧を平滑する。そして、交流ｉ
ｉ　Ｒ１，整流素子２および平滑用コンデンサ７からな
る脈ｉｉｉ源からインバータ装置本体３にエネルギが供
給される。インバータ装置本体３は、与えられたエネル
ギを高周波電力に変換して高圧放電ランプ等の負荷４へ
供給することになる。

このようなインバータ装置では、交流ｔｉｌ！１の電圧
が変動（増大または減少）すると、その変動に応じてイ
ンバータ装置本体３の出力も変動するため、負荷４に高
周波電力を安定して供給することができない、負荷４に
高周波電力を安定して供給するためには、インバータ装
置本体３に印加される電圧を何らかの形で検出し、それ
に応してインバータ装置本体３の出力を制御する必要が
ある。

そこで、第７図の回路では、平滑用コンデンサ７の高圧
側のａ点に電流制限用の抵抗１０を介してＮＰＮ型のト
ランジスタ１）のコレクタおよびベースを接続し、トラ
ンジスタ１）のエミッタを平滑用コンデンサ７の低圧側
のｂ点に接続している。そして、トランジスタ１）とで
カレントミラーを構成するＮＰＮ型のトランジスタ１２
のベースおよびエミッタをトランジスタ１）のベースお
よびエミッタとそれぞれ共通接続し、トランジスタ１２
のコレクタ・エミッタ間を制御回路６に接続している。

この制御回路６は、トランジスタ１２のコレクタ・エミ
ッタ間のインピーダンスの大きさに応じてインバータ装
置本体３へ与える制御信号を変化させる。

つぎに、このインバータ装置の動作を説明する。

交流電源１のｉｉ［ｉｉ圧が下降すると、ａ点およびｂ
点間の電圧が下降し、抵抗１ｏを通してトランジスタ１
）に流れる電流が減少する。したがって、トランジスタ
１２のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが増加す
る。この結果、制御回路６は、インバータ装置本体３に
対し、例えば発振周波数を下げるような制御信号を与え
、これによってインバータ装置本体３の出力を増大させ
、交流ｔａｌの電圧が下降しても負荷４への供給電力が
減少しないようにフィードフォワード制御する。

これとは逆に、交流電源１の電圧が上昇すると、ａ点お
よびｂ点間の電圧が上昇し、上記とはちょうど逆の動作
でインバータ装置本体３の出力を減少させ、交流電源１
の電圧が上昇しても負荷４への供給電力が増大しないよ
うにフィードフォワード制御する。

以上のようにして第７図のインバータ装置は、交ｉｔ源
ｌの電圧変動にかかわらず負荷４への供給電力が一定に
なるように制御する。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記第７図のインバータ装置では、平滑
用コンデンサ７０両端間の電圧、すなわちａ点およびｂ
点間の電圧が第８図において実線で示すようにリップル
成分Ｖを含んだ波形となる。

この結果、制御回路６よりインバータ装置本体３へ与え
られる制御信号もリンプル成分Ｖに応して変動し、イン
バータ装置本体３の出力も同様にして変動し、負荷４べ
与えられる電力が安定しないという問題があった。なお
、第８図の破線は、交流を源１の電圧の全波整流波形を
示している。

また、交流電′ａ１の電圧にわずかな時間異常が生じ、
瞬時停電もしくは瞬時電圧低下が生じた場合に、ａ点お
よびｂ点間の電圧が本来を源電圧が正常なときに予想さ
れる変動範囲よりもさらに大きく低下することがある。

このような場合に、制御回路６からインバータ装置本体
３へのフィードフォワードがかかりすぎ、この結果イン
バータ装置本体３から負荷４へ過を流が流れ、インバー
タ装置本体３に異常が発生し、場合によってはインバー
タ装置本体３が破壊するおそれがあった。

このような課題に対し、整流素子２の出方側に接続され
る平滑用コンデンサ７の容量ＣＩをきわめて大きくして
第８図におけるリップル成分Ｖを小さく抑えるようにし
たり、あるいは電ｆｉ電圧の瞬時停電や瞬時電圧低下が
生してもａ点およびｂ点間の電圧が下がりすぎないよう
にすることも考えられる。

ところが、平滑用コンデンサ７の容ＩＣ，を大きく設定
しすぎると、電＃遮断した場合におけるａ点およびｂ点
間の電圧の下がりが遅く、電源遮断した後もしばらくイ
ンバータ装置本体３の出力がｍａし、安全性の面で問題
がある。また、平滑用コンデンサ７として大容量のもの
を使用することで高価になるという問題がある。

この発明の目的は、電源電圧に残留するリップル成分の
影響を軽減することができ、また電源異常に起因するイ
ンバータ装置本体の異常発生、破壊等を防止することが
でき、しかも電源遮断時の電圧の立ち下がりを早くして
安全性を確保することができるインバータ装置を提供す
ることである。

〔課題を解決するための手段〕

請求項（１）のインバータ装置は、インバータ装置本体
へ印加される駆動電圧で一方向性素子を介して充電され
る電圧検出用コンデンサの両端電圧をインバータ装置本
体へ印加される駆動電圧として検出する電圧検出回路を
設け、この電圧検出回路の出力に応じてインバータ装置
本体から負荷への供給電力を増減させることによりイン
バータ装置本体へ印加される駆動電圧の変動にかかわら
ず負荷への供給電力を一定にフィードフォワード制御す
る制御回路を設けている。

請求項（２）のインバータ装置は、整流素子の出力端に
平滑用コンデンサを設けたインバータ装置において、平
滑用コンデンサの容量を０１とするとともに電圧検出用
コンデンサの容量を０２とし、平滑用コンデンサから見
たインバータ装置本体および負荷の等価インピーダンス
を２１とするとともに、電圧検出用コンデンサから見た
電圧検出回路の電圧検出用コンデンサ以外の回路および
制御回路の等価インピーダンスを２２としたときに、Ｚ
、・Ｃ１／Ｚ２・Ｃ２〈１ を満たすように設定している。

請求項（３）のインバータ装置は、電圧検出回路の電圧
検出用コンデンサ以外の回路をカレントミラー構成にし
ている。

〔作　　　用〕

請求項（１）の構成によれば、電圧検出回路は、インバ
ータ装置本体へ印加される駆動電圧で一方向性素子を介
して充電される電圧検出用コンデンサの両端電圧をイン
バータ装置本体へ印加される駆動電圧として検出するの
で、電圧検出用コンデンサからインバータ装置本体への
ＮＮの放出が一方向性素子によって阻止されることにな
る。この結果、整流素子の出力電圧にリフプルがあって
も、電圧検出用コンデンサの両端電圧の前記リフプルに
伴う変動が小さく抑えられる。したがって、制御回路か
ら出力される制御信号における整流素子の出力電圧のリ
ップルによる影響も軽減される。

さらに、インバータ装置本体の出力電圧も、整流素子の
出力電圧のリンプルの影響が軽減され、整流素子の出力
側の平滑用コンデンサの有無にががわらずインバータ装
置本体から負荷へ安定して高周波電力を供給することが
できる。

請求項（２）のインバータ装置によレバ、Ｚｌ・Ｃ１／
Ｚ２・Ｃ２〈１ と設定することにより、電圧検出用コンデンサにおける
整流素子の出力電圧のリスプルの影響を十分に軽減する
ことができる。

〔実　施　例〕

以下、この発明の実施例を図面を参照しながら説明する
。

第１図にこの発明の第１の実施例のインバータ装置のブ
ロック図を示す。このインバータ装置は、商用電源等の
交流電源１の電圧を整流素子２により脈流に変換し、さ
らに平滑用コンデンサ７により脈ｉ！！圧を平滑する。

そして、交流電源１．整流素子２および平滑用コンデン
サ７からなる脈流を源からインバータ装置本体３にエネ
ルギが供給される。インバータ装置本体３は、与えられ
たエネルギを高周波電力に変換して例えば高圧放電ラン
プ等の負荷４へ供給することになる。

また、このインバータ装置は、インバータ装置本体３へ
印加される駆動電圧で例えばダイオードからなる一方向
性素子８を介して充電される電圧検出用コンデンサ９の
両端電圧をインバータ装置本体３へ印加される駆動電圧
として検出する電圧検出回路５を設け、この電圧検出回
路５の出方に応じてインバータ装置本体３がら負荷４へ
の供給電力を増減させることによりインバータ装置本体
３へ印加される駆動電圧の変動にかかわらず負荷４への
供給電力を一定にフィードフォワード制御する制御回路
６とを備えている。

この場合、電圧検出回路５は、平滑用コンデンサ７の高
圧側のａ点に一方向性素子８を介して電圧検出用コンデ
ンサ９の一端を接続し、電圧検出用コンデンサ９の他端
を平滑用コンデンサ７の低圧側のｂ点に接続している。

また、電圧検出用コンデンサ９の一端に電流制限用の抵
抗１０を介してＮＰＮ型のトランジスタ１）のコレクタ
およびベースを接続し、トランジスタ１）のエミッタを
電圧検出用コンデンサ９の他端、すなわち平滑用コンデ
ンサ７の低圧側のｂ点に接続している。そして、トラン
ジスタ１）とでカレントミラーを構成するＮＰＮ型のト
ランジスタ１２のベースおよびエミッタをトランジスタ
１）のベースおよびエミッタとそれぞれ共通接続し、十
うンジスタ１２のコレクタ・エミッタ間を制御回路６に
接続している。この制御回路６は、トランジスタ１２の
コレクタ・エミッタ間のインピーダンスの大きさに応じ
てインバータ装置本体３へ与える制御信号を変化させる
。

つぎに、このインバータ装置の動作を説明する。

交流電源１の電源電圧が下降すると、ａ点およびｂ点間
の電圧が下降し、電圧検出用コンデンサ９の両端電圧も
下降する。この結果、抵抗１０を通してトランジスタ１
）に流れる電流が減少する。

したがって、トランジスタ１２のコレクタ・エミッタ間
のインピーダンスが増加する。この結果、制御回路６は
、インバータ装置本体３に対し、発振周波数を下げるよ
うな制御信号を与え、これによってインバータ装置本体
３の出力を増大させ、交流電源１の電圧が下降しても負
荷４への供給電力が減少しないようにフィードフォワー
ド制御する。

これとは逆に、交流電源１の電圧が上昇すると、ａ点お
よびｂ点間の電圧が上昇し、電圧検出用コンデンサ９の
両端電圧も下降する。この結果、上記とはちょうど逆の
動作でインバータ装置本体３の出力を減少させ、交流電
源１の電圧が上昇しても負荷４への供給電力が増大しな
いようにフィードフォワード制御する。

以上のようにして第１図のインバータ装置は、交流電源
１の電圧変動にかかわらず負ｒ＠４への供給電力が一定
になるように制御する。

ここで、以上に述べたような動作において、ａ点および
ｂ点間の電圧のリップルの影響について考える。

平滑用コンデンサ７のリンプルの大きさは、平滑用コン
デンサ７の容量をＣ０とし、第２圀に示すように、平滑
用コンデンサ７から見たインバータ装置本体３および負
荷４の等価インピーダンスを２１としたときに、Ｃ，Ｘ
Ｚ、に比例する。また、電圧検出用コンデンサ９のリッ
プルの大きさは、電圧検出用コンデンサ９の容量を０２
とし、電圧検出用コンデンサ９から見た電圧検出回路５
の電圧検出用コンデンサ９以外の回路および制御回路６
の等価インピーダンスを２２としたときに、Ｃ２Ｘ２２
に比例する。

等価インピーダンスＺ１は、第２回における等価インピ
ーダンスＺ１への印加電圧■１と等価インピーダンスＺ
１へ流入する電流１）とから、Ｚｌ＝Ｖ］／Ｔ。

で表される。また、等価インピーダンスＺ２は、同様に
等価インピーダンスＺ２への印加電圧Ｖ２と等価インピ
ーダンスＺ２へ流入するｉｉ　流Ｉ　２とから Ｚ２＝ｖ２／１□ で表される。

この場合、等価インピーダンスＺ１は、インバータ装置
本体３および負荷４によって決まる。また、等価インピ
ーダンスＺ２は、制御回路６へのフィードフォワード信
号で決まり、第２図の場合は、抵抗１０の抵抗値Ｒによ
って略決まる。したがって、等価インピーダンス２．．
２２は、Ｚ　１　く〈Ｚ　２ の関係にある。

今、平滑用コンデンサ７および電圧検出用コンデンサ９
の容ｔｃ、、Ｃ２と等価インピーダンス２、．２２とを （Ｚ、ｘＣ，）／　（Ｚ２×Ｃ２）＜　１の関係に設定
すれば、電圧検出用コンデンサ９のリップルを平滑用コ
ンデンサ７のリフプルに比べて十分に小さくすることが
でき、平滑用コンデンサ７の両端電圧のリフプルの影響
が電圧検出用コンデンサ９の両端電圧にはほとんど現れ
なくなり、負荷４への供給電力を安定させることができ
る。

また、ｚ２ｘ０２の値を大きく設定しておくことにより
、わずかな時間の瞬時停電や瞬時電圧低下が生じたとき
の電圧検出用コンデンサＣ２の両端電圧の低下を小さく
抑えることができ、交流電源１の瞬時停電や瞬時電圧低
下の発生時において、制御回路６からインバータ装置本
体３ヘフイードフオワードがかかりすぎるのを防止する
ことができる。したがうて、インバータ装置本体３の異
常発生や破壊などを防止することができる。

また、ｚ、ｘＣｌの値を小さく設定しておくことにより
、交流電源１の遮断時における平滑用コンデンサ７の電
荷の放出が速やかに行われ、交流電Ｂ１の遮断後インバ
ータ装置本体３０作動が長く持続することはなく、安全
性を確保することができる。

第３図に第１図のインバータ装置をより具体化した回路
図を示す。第３図において、インバータ装置本体３は、
平滑用コンデンサ７の両端間に接続されたトランジスタ
１３．１４の直列回路と、トランジスタ１３．１４の中
点に一端を接続した共振用チョークコイル１５および共
振用コンデンサ１６の直列回路とから構成され、トラン
ジスタ１４の両端間に共振用チョークコイル１５および
共振用コンデンサ１６の直列回路を介して負荷４を接続
している。

制御回路６は、発振器１７と、レベルシフト用のトラン
ス２０と抵抗１８．１９とから構成されている。抵抗１
８．１９の直列回路は、発振器１７と共通の電源電圧Ｖ
ｃｃを分圧するもので、それらの中点は発振器１７０制
御電圧入力端子Ｃに接続される。

発振器１７は、制御電圧入力端子Ｃに加えられる電圧レ
ベルに応じて発振周波数を変化させる。

この場合、制御電圧入力端子Ｃに加えられる電圧が高く
なると、出力端子ｄ、ｅから周波数が低くかつ互いに位
相が反転した方形波信号が出力され、出力端子ｄからは
トランス２０を介してトランジスタ１３のゲートに加え
られ、出力端子ｅからは直接トランジスタ１４のゲート
に加えられる。

一方、制御電圧入力端子Ｃに加えられる電圧が低くなる
と、出力端子ｄ、ｅから周波数が高くかつ互いに位相が
反転した方形波信号が出力され、同様にトランジスタ１
３．１４のゲートに加えられる。これによって、インバ
ータ装置本体３を構成する２個のトランジスタ１３．１
４が交互にオンとなり、トランジスタ１３．１４の中点
から共振用チョークコイル１５および共振用コンデンサ
１６の直列回路を介して負荷４に電力供給される。

上記抵抗１９には、電圧検出回路５のトランジスタ１２
のコレクタ・エミッタ間が並列に接続されていて、トラ
ンジスタエ２のインピーダンスの変化に応じて発振器１
７０制御電圧入力端子Ｃに加えられる電圧が変化する。

この場合、平滑用コンデンサ７の両端間の電圧、すなわ
ちａ点およびｂ点間の電圧が高くなると、前記したよう
に電圧検出回路５のトランジスタ１２のインピーダンス
が減少し、発振器１７の制御電圧入力端子Ｃの電圧が下
降する。この結果、発振器１７の出力端子ｄ、ｅから出
力される方形波信号の周波数が高（なって負荷４への供
給電力が減少する。

また、ａ点およびｂ点間の電圧が低くなると、前記した
ように電圧検出回路５のトランジスタ１２のインピーダ
ンスが増加し、発振器１７の制御電圧入力端子Ｃの電圧
が上昇する。この結果、発振器１７の出力端子ｄ、ｅか
ら出力される方形波信号の周波数が低くなって負荷４へ
の供給電力が増加する。

上記以外の点は、第１図に関して説明したとおりである
。

以上に述べたように、この実施例のインバータ装置によ
れば、従来例と比較して負荷４への供給電力が安定し、
交流電源１の瞬時停電や瞬時電圧低下などが発生しても
、インバータ装置本体３を異常なく動作させることがで
きる。しかも、平滑用コンデンサ７の容量を大きくする
必要はなく、また新たに付加する電圧検出用コンデンサ
９の容量も大きいものを必要とせず、高価になることは
ない。

第４図にこの発明の第２の実施例のインバータ装置の回
路図を示す、第４図のインバータ装置は、第３ｒｇＪに
おけるインバータ装置本体３に代えて、Ｌ−プッシュプ
ル型のインバータ装置本体３′を用い、インバータ装置
本体３′の出力を変化させるのではなく、インバータ装
置本体３′と負荷４との間に介挿した可変インピーダン
ス要素２７のインピーダンス値を変化させることによっ
て、負？ｔＪ４への供給電力を安定させるようにしてい
る。

以下、より詳しく説明する。

このインバータ装置は、第１図の実施例と同様に、平滑
用コンデンサ７の両端間の電圧をインバータ装置本体３
′に加え、インバータ装置本体３′より負荷４へ可変イ
ンピーダンス要素２７を介して高周波電力を供給するよ
うにしている。インバータ装置本体３′は、発振トラン
ス２３と２個のトランジスタ２４．２５と共振用コンデ
ンサ２６とで構成され、回路定数により決まる一定の周
波数で発振する。２１はトランス、２２はトランジスタ
２４．２５に対するベース回路である。

一方向性素子８および電圧検出回路５の構成は第１図の
実施例と同様であり、平滑用コンデンサ７０両端間の電
圧の変化に応じてトランジスタ１２のインピーダンス値
が変化する。そして、制御回路６′が、トランジスタ１
２のインピーダンス値の変化に従って可変インピーダン
ス要素２７のインピーダンス値を制御することにより、
第１の実施例と同様に、平滑用コンデンサ７の両端電圧
の変動にかかわらず負荷４への供給電力を安定させる。

上記以外の点は第１の実施例と同様であり、詳しい説明
は省略する。

この実施例の効果は第１の実施例と同様である。

第５図にこの発明の第３の実施例のインバータ装置の回
路図を示す、第５図のインバータ装置は、第１図の電圧
検出回路５に代えて、電圧検出回路５′を用いたもので
、その他の構成は第１図のものと同様である。

この電圧検出回路５′は、第１図の回路のようにカレン
トミラー構成でトランジスタ１２のインピーダンスを変
化させるのではなく、電圧検出用コンデンサ９の両端電
圧を抵抗１０．３１で分圧し、抵抗３１の電圧をトラン
ジスタ３２のベース・エミッタ間にベースバイアス電圧
として加えることでトランジスタ３２のコレクタ・エミ
ッタ間のインピーダンスを変化させるようにしている。

この実施例の効果は第１の実施例と同様である。

第６図にこの発明の第４の実施例のインバータ装置の回
路図を示す。第６図のインバータ装置は、第５図の電圧
検出回路５′に代えて、電圧検出回路５＃を用いたもの
で、その他の構成は第１図のものと同様である。

この電圧検出回路５″は、第５図のように電圧検出用コ
ンデンサ９の電圧を直接抵抗１０．３１で分圧するので
はなく、電圧検出用コンデンサ９に電圧Ｅの直流電源３
３および抵抗３４の直列回路を並列に設け、抵抗３４の
電圧を抵抗１０．３１で分圧するようにしたものである
。

このように構成すると、電圧検出用コンデンサ９の検出
電圧Ｖ。２に対して制御動作が行われるのではなく、（
Ｖｏ２−Ｅ）に対して制御動作が行われることになり、
電圧検出用コンデンサ９の電圧Ｖ。２が電圧Ｅより低い
場合には制御動作は行わない。

なお、上記の直流！＃３３は、例えばインバータ装置本
体３の高周波出力の一部を整流器（図示せず）で整流し
、さらに抵抗を介してコンデンサ（図示せず）で平滑す
る回路で実現できる。

なお、インバータ装置本体３としては、第３図の実施例
では、ハーフブリフジ型のものを示し、第４図の実施例
ではＬ−プッシュプル型のものを示したが、これ以外の
形式のインバータ装置、例えば１石式インバータ、およ
びその他の形式のインバータ装置でも、この発明を適用
できるのはいうまでもないことである。

また、インバータ装置本体３の出力の制御方式として、
上記実施例では、発振周波数を変化させることによって
出力制御を行ったが、この他にインバータ装置本体３を
構成するスイッチング素子へ与える駆動信号のデユーテ
ィ比を変化させる、いわゆるパルス幅制御方式でもって
インバータ装置本体３の出力制御を行うようにしてもよ
く、インバータ装置本体３の出力制御の具体的手段はど
のようなものであってもよい。

さらに、上記実施例では、平滑用コンデンサ７を有する
インバータ装置について説明したが、この発明は平滑用
コンデンサを有していないものに対しても有効である。

〔発明の効果〕

請求項（１）のインバータ装置によれば、電圧検出回路
がインバータ装置本体へ印加される駆動電圧で一方向性
素子を介して充電される電圧検出用コンデンサの両端電
圧をインバータ装置本体へ印加される駆動電圧として検
出する構成であるため、整流素子の出力側の平滑用コン
デンサの容量は小さくでも、あるいはなくても、を源電
圧に残留するリップル成分の影響を軽減することができ
、またｔａ異常に起因するインバータ装置本体の異常発
生、破壊等を防止することができ、しかも電源遮断時に
の電圧の立ち下がりを早くして安全性を確保することが
でき、またコスト的にも安価である。

請求項（２）のインバータ装置によれば、Ｚｌ・Ｃ１／
Ｚ２・Ｃ２〈１ と設定したことにより、電圧検出用コンデンサにおける
整流素子の出力電圧のリフプルの影響を十分に軽減する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例のインバータ装置の構
成を示す回路図、第２図は第１図の回路の等価回路図、
第３図は第１図の回路を具体化した回路図、第４図はこ
の発明の第２の実施例のインバータ装置の構成を示す回
路図、第５図はこの発明の第３の実施例のインバータ装
置の構成を示す回路図、第６図はこの発明の第４の実施
例のインバータ装置の構成を示す回路図、第７図は従来
のインバータ装置の一例を示す回路図、第８図はインバ
ータ装置本体に印加される電圧の波形図である。 １・・・交流電源、２・・・整流素子、３・・・インバ
ータ装置本体、４・・・負荷、５・・・電圧検出回路、
６・−・制御回路、７・・・平滑用コンデンサ、８・・
・一方向性素子、９・・・電圧検出用コンデンサ 第１図 １−・交浚υ、 ２−・整流素子 ５−（王檜出回易 ７−−−平滑用コンデ〉づ ８・−・一方旬に希÷ ９−−を万ツ伊出ｍ：ｌニデシサ 第 図 第 図 第 図 第 図 ＼５゜

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）負荷に高周波電力を供給するインバータ装置本体
   と、交流電源の電圧を整流して前記インバータ装置本体
   へ印加する整流素子と、前記インバータ装置本体へ印加
   される駆動電圧で一方向性素子を介して充電される電圧
   検出用コンデンサの両端電圧を前記インバータ装置本体
   へ印加される駆動電圧として検出する電圧検出回路と、
   この電圧検出回路の出力に応じて前記インバータ装置本
   体から前記負荷への供給電力を増減させることにより前
   記インバータ装置本体へ印加される駆動電圧の変動にか
   かわらず前記負荷への供給電力を一定にフィードフォワ
   ード制御する制御回路とを備えたインバータ装置。
2. （２）前記整流素子の出力端に平滑用コンデンサを設け
   たインバータ装置において、前記平滑用コンデンサの容
   量をＣ＿１とするとともに前記電圧検出用コンデンサの
   容量をＣ＿２とし、前記平滑用コンデンサから見た前記
   インバータ装置本体および負荷の等価インピーダンスを
   Ｚ＿１とするとともに、前記電圧検出用コンデンサから
   見た前記電圧検出回路の電圧検出用コンデンサ以外の回
   路および制御回路の等価インピーダンスをＺ＿２とした
   ときに、（Ｚ＿１×Ｃ＿１）／（Ｚ＿２×Ｃ＿２）＜１
   を満たすように設定したことを特徴とする請求項（１）
   記載のインバータ装置。
3. （３）前記電圧検出回路の前記電圧検出用コンデンサ以
   外の回路はカレントミラー構成にしている請求項（１）
   または（２）記載のインバータ装置。