JPH02233004A - 発振器回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、周期的に振動する出力信号を発生するため
の発振器回路であって、水晶がその端子で発振器回路と
接続可能である発振器回路に関するものである． 〔従来の技術〕 このような発振器回路はさまざまな実施Ｂ様で使用され
ている．すべての実施態様に共通することは、水晶の機
械的振動の間に生ずるわずかなエネルギー損失を補償す
るための対策が講じられていることである． 公知の実施態様ではこれは一殻に、水晶の機械的振動に
相応する電気的信号が取り出され、また信号に通当な位
相シフトを与える増幅器回路を介して水晶に再び供給さ
れることにより行われる．これは、水晶の振動に対して
適当な位相関係で行われるエネルギー供給により水晶の
振動が持続されるので、問題の直接的な解決である．こ
のようにすれば確かに水晶に必要なエネルギーが供給さ
れるが、同時に位相誤差および特に増幅器回路の低い出
力インピーダンスに基づいて振動の減衰が生じ、これは
相応に高められたエネルギー供給により補償されなけれ
ばならない．従うて、公知の発振器回路は低い効率を有
し、たとえば心臓ベースメーカーのような植え込み可能
な医学装置の場合およびそれとＩ１億の場合のように電
流消費ができるかぎりわずかであることが重要な規範で
ある用途にはあまり適していない． 公知の発振器回路の別の欠点は、これらの回路が集積回
路として構成されるとき、水晶に対して２つの特別な接
続ビンを有していなければならないことにある．各追加
的な接続ピンは集積回路の所要空間を拡大するので、水
晶に対して１つの特別な接続ピンしか必要としない発振
器回路を利用することが望ましい．このような回路は既
に知られている（ジゴセフ　ティー・サントス（Ｊｏｓ
ｅｐｈＴ．Ｓａｎｔｏｓ）他ｒＶＬｓ１回路用の１ビン
水晶発振器Ｊ米国電気電子学会雑誌固体回路Ｗ（ＩＥＥ
Ｅ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｓｏｌｉｄ　Ｓｔａｔｅ　
Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、第ＳＣ−１９巻、第２号、１９８
４年４月、第２２８〜２３５頁）が、このような回路は
水晶の基本振動数ではなく、明らかな理由から望ましく
ない高調波で振動する危険がある． 〔発明が解決しようとする課題〕 本発明の課題は、冒頭に記載した種類の発振器回路を、
高い効率を有するように、また水晶の接続のために１つ
の特別な接続ビンしか必要としないための前提条件が得
られるように構成することである． 〔課題を解決するための手段〕 この課題は、本発明によれば、スイッチング段と、駆動
回路と、電流供給源に接続可能な２つの供給導線とを含
んでおり、水晶がその一方の端子でスイッチング段の出
力端と、またその他方の端子で基準電位を導く導線と接
続可能であり、またスイッチング段の出力端と接続され
た入力端を有する駆動回路がスイッチング段を、スイッ
チング段が駆動された際にスイッチング段の出力端が振
動のそのつどの半周期に相応する極性の供給導線に短時
間接続されているように駆動することを特徴とする発振
器回路により解決される．〔作用効果〕 すなわち本発明による発振器回路の場合には水晶に対す
るエネルギー供給は連続的にではな《、半周期の間に短
時間だけ行われる．．その結果、スイッチング段は水晶
を実際上負荷しない．＊かにスイッチング段は駆動され
た状態でわずかな出力インピーダンスを有するが、これ
は短時間だけ、すなわち駆動の間だけ有効である．すな
わち、増幅器回路のわずかな出力インピーダンスがすべ
ての半周期の間に減衰作用をする従来の技術と異なり、
明白に高められた効率が達成される．連続的ではなくパ
ルス状に行われるエネルギー供給の結果として位相問題
もなくなる．なぜならば、出力端が水晶の振動のそのつ
どの半周期に相応する極性を有する供給導線に接続され
ていることのみが保証されていればよいからである．発
振器回路に接続されている水晶はその一方の端子で基準
電位、たとえば接地電位に接続可能な導線と接続されて
いるので、発振器回路が集積回路として構成される場合
に、水晶に対して１つの特別な接続ビンしか必要でない
．その際に、水晶がその基本振動を行わずに、その高調
波を有する振動を励起される危険は回避される．なぜな
らば、エネルギー供給の短い瞬間を度外視すれば、水晶
は完全に自由に振動するからである． 駆動回路がスイッチング段を振動の相い続く半周期の間
駆動するならば、回路動作の非常に高い確実さが達成さ
れる．このことは駆動が振動の異種の半周期の間に行わ
れることを意味する．しかし、本発明の範囲内で、駆動
回路がスイッチング段をそれぞれ振動の同種の半周期の
間のみ駆動することも可能である． 本発明の１つの実施例では、基準電位を導く導線として
供給導線の１つが用いられている．このことは、単極性
の電流供給源、たとえば電池が設けられているときに特
に有利である． 本発明の１つの好ましい実施例の場合には、駆動回路が
、出力信号を供給されている遅延回路を含んでおり、ま
た出力信号が遅延された信号と時間的にオーバーラップ
してスイッチング段を駆動する．こうしてスイッチング
段の駆動のために必要な信号が特に簡単に発生され得る
．発振器回路内に使用される水晶が振動する周波数は通
常はｋＨｚ範囲内にあるので、スイッチング段はマイク
ロ秒のオーダーの継続時間にわたり駆動すれば十分であ
る．駆動信号の相応の遅延は、本発明の１つの変形例に
より、遅延回路として多数の論理ゲートから成る直列回
路が設けられていれば、特に簡単に達成可能である． 本発明の１つの特に脊利な実施例では、駆動回路が、出
力信号を方形信号に変換する人力段を有し、そのパルス
ーボーズ比が出力信号のレベルに関係している．この場
合、出力信号の下降するレベルの際には、スイッチング
段の駆動が行われる時点がそのつどの半周期の開始前に
半周期の間のその後の時点に移動する．しかしパルス状
のエネルギー供給は、それがそのつどの半周期の振幅最
大の近くで行われるほど有効であるので（振幅最大の間
のエネルギー供給が最も有効である）、出力信号の負荷
に関係するレベル変動が自動的に補償される． スイッチング段として、本発明の１つの実施例によれば
、両供給導線を接続する４つの半導体スイッチから成る
直列回路が設けられており、中央の半導体スイッチの接
続がスイッチング段の出力端を形成し、またスイッチン
グ段の出力端と１つの供給導線との間にそれぞれ位置す
る２つの半導体スイッチのうち１つは出力信号により、
また１つは遅延された信号により駆動される．この場合
、エネルギー供給は振動の相い続く半周期の間行われる
．駆動回路が入力段として１つのインバータを、また遅
延回路として奇数のインバータから成る直列回路を有す
るならば、特に集積回路としての実施を容易にする回路
の特に簡単な構成が生ずる．このことは、スイッチング
段が反転作用をする場合に当てはまる．スイッチング段
が反転作用をしない場合には、駆動回路は入力段として
バツファもしくは２つのインバータから成る直列回路を
有し得る． （実施例〕 以下、図面により本発明を一層詳細に説明する．第１図
によれば、本発明による発振器回路は、駆動回路２によ
り駆動可能な２つのスイッチ１ａおよび１ｂから形成さ
れているスイッチング段ｌを含んでいる．その際にスイ
ッチ１ａおよび１ｂは、それらに駆動回路２から信号が
導線３ａｔたは３ｂを介して供給されるときに閉じるよ
うに構成されている．スイッチ１ａおよびｌｂは直列に
、詳細には参照符号Ｖ＋および■一を付されておりまた
図示されていない電流供給源に接続可能な２つの供給導
線の間に位置するように接続されている．両スイッチ１
ａおよび１ｂの接続点４はスイッチング段１の出力端を
形成する．スイッチング段１の出力端には水晶５の一方
の端子が第１図中に示されているように接続されている
．水晶５の他方の端子は第１図中に示されているように
基準電位を導く（第１図の場合には接地点に接続されて
いる）導線６と接続されている．発振器回路の出力信号
は点４から駆動回路２の入力端８に供給されている．駆
動回路２はそれに供給される発振器回路の出力信号によ
り、スイッチング段１の出力端４がその駆動の際に、振
動のそのつどの半周期に相応する極性の供給導線Ｖ＋ま
たはＶ一に短時間接続されるように、スイッチング段１
を制御する．概略的に示したデイジタル回路２３の制御
に適した信号は、駆動回路２からそのために遺した個所
、たとえばバッファ段の後から取り出される． すなわち第２図ないし第４図から明らかなように（第２
図は点４における信号を、第３図は導線３ａ上の信号Ａ
を、また第４図は導線３ｂ上の信号Ｂを互いに正しい時
間的対応で示す）、駆動回路２は出力信号の各正の半周
期の間は短時間のパルなを導線３ａを介して、また出力
信号の各負の半周期の間は短時間のパルスを導線３ｂを
介して発する．これらのパルスの各々はそのパルス継続
時間の間に相応のスイッチｌａまたは１ｂを閉じ、従っ
てこれらの継続時間の間は水晶５へのエネルギー供給が
行われ得る．その際にエネルギー供給は振動の相い続く
半周期、従ってまた異種の半周期の間に行われる． 第１図中にスイッチｌｂ，導線３ｂおよび供給導線■一
の破線表示により示されているように、これらの構成要
素は省略され得る．その場合、前記のように図示されて
いない電流供給源が供給導線Ｖ＋および基準電位を導く
導線６と接続されていなければならない．この場合、エ
ネルギー供給は振動の同種の半周期、すなわちそれぞれ
正の半周期の間のみ行われる． すなわち、駆動回路２の入力端８が十分に高い入力イン
ピーダンスを有するという仮定のちとに、水晶５は駆動
回路２により若しくは負荷されない．また、駆動された
状態では低い出力インピーダンスを有するが半周期の間
に短時間しか駆動されないスイッチング段１は水晶５を
若しくは負荷しない．本発明による発振器回路の場合に
は、有害な位相シフトは、駆動されたスイッチング段１
の出力端４が実際に振動のそれぞれ当面の半周期に相応
する極性の供給導線Ｖ＋またはＶ一に接続されているこ
とが保証されてさえいれば、生じ得ない．スイッチング
段１が駆動されていない際に水晶５が自由振動を行うの
で、発振器が水晶５の基本振動数ではな《基本振動数の
高調波で振動する危険は非常にわずかである． 第５図には、全体として符号２を付されている駆動回路
が４つのインバータ９、１０、１ｌ，１２の直列回路か
ら形成されている発振器回路が示されている．スイッチ
ング段１として、半導体スイッチとして作用する４つの
ＭＯＳ電界効果トランジスタｌ３、１４、ｌ５、１６の
直列回路が設けられている．その際に電界効果トランジ
スタ１３および１４はｐチャネル形式であり、また電界
効果トランジスタｌ５およびｌ６はｎチャネル形式であ
る．電界効果トランジスタ１３、１４、１５、１６の直
列回路は電界効果トランジスタ１３およびｌ６のソース
端子で、図示されていない単極性電流供給源の極と接続
可能である両供給導線ｖ．．およびＶ。の間に接続され
ている．両電界効果トランジスタ１３およびｌ６のゲー
ト端子ならびに両電界効果トランジスタｌ４および１５
のゲート端子はそれぞれ互いに接続されている．相応の
節点１７および１８はインバータ９の出力端またはイン
バータ１２の出力端と接続されている．電界効果トラン
ジスタ１４およびｌ５のドレイン端子はスイッチング段
ｌの出力端４を形成しており、駆動回路２の入力端８、
すなわちインバータ９の入力端と接続されている．スイ
ッチング段１の出力端４と駆動回路２の入力端８との接
続導線トインハータ１１の出力端とインバータ１２の入
力端との接続導線との間に、出力端７および入力端８に
おける電圧レベルを、インバータ９ないし１２の出力端
に生ずる方形信号が実質的に等しいパルス−ポーズ比を
存するように設定する役割をする高抵抗の抵抗１９が接
続されている．水晶５はその一方の端子でスイッチング
段１の出力端４と、また他方の端子で供給導線ＶＨと接
続されており、その際に後者は同時に基準電位を導く． 第５図による回路の機能は下記のとおりである．発振器
回路の出力信号は、駆動回路２の入力段を成すインバー
タ９に到達する．正弦状の出力信号はインバータ９によ
り論理１レベルと論理０レベルとの間を切り換わる振幅
を有する方形信号に変換かつ反転される．この信号は節
点１７、従ってまた電界効果トランジスタ１３および１
６のゲート端子に供給される．さらにこの信号はインバ
ータＩＯないしｌ２を通過し、それによりわずかに遅延
され、またさらに反転される．すなわちインバータ１０
ないし１２は全体として符号２０を付されている遅延回
路を成しており、その出力端にインバータ９の出力信号
がわずかに遅延かつ反転された形態で現れる．この信号
は節点１８、従ってまた電界効果トランジスタ１４およ
びｌ５のゲート端子に供給される．すなわち節点１７お
よび１８は出力信号の各正の半周期の間は短時間、すな
わち遅延時間の継続中、同時に論理Ｏ電位に接続されて
おり、他方において出力信号の各負の半周期の間は遅延
時間の継続中、論理１電位に接続されている．その結果
として、出力信号の各正の半周期の間は電界効果トラン
ジスタ１３およびｌ４が、また他方において出力信号の
各負の半周期の間は電界効果トランジスタｌ５および１
６が短時間同時に導通状態に駆動されており、従って水
晶５はその振動の各半周期の間に適当な極性のパルス状
のエネルギー供給を受ける． インバータ９がその出力状態を毎回、それに供給された
出力信号が定められたしきい値を上方または下方超過す
るときに初めて変化するので、スイッチング段１が１つ
の半周期の間にそれぞれ駆動される時点は出力信号のレ
ベルに関係する．他方においてパルス状のエネルギー供
給は、出力信号の振幅がそのつどの半周期の間にその極
値に到達する時点で行われるときに最も有効であるので
、出力信号の開始するレベル下降はそれぞれ既に据動の
すぐ次の半周期の間に、エネルギー供給が多少遅い時点
で、一層詳細にはそのつどの半周期の振幅最大に位置す
る時点で行われ、従ってまた一層有効であることにより
補償される． 第６図に詳細に示されている回路は主として第５図によ
る回路に相当するが、相違点として、基準電位を導く導
線として供給導線Ｖ．。が用いられている．従って、第
６図による回路の場合には、水晶５はその一方の端子で
スイッチング段ｌの出力端４と、またその他方の端子で
供給導線Ｖ．と接続可能である．その他の点では水晶５
に対する回路シンボルの代わりに、並列キャバシタンス
を有するＲＣＬ直列回路に相当するその等価回路が示さ
れている． 第６図による回路は、同様に４つのインバータの直列回
路から形成されている駆動回路２を有する．個々のイン
バータはそれ自体は公知の仕方でそれぞれＭＯＳ電界効
果トランジスタの相補性対から、すなわち電界効果トラ
ンジスタＴ３／Ｔｌ３、Ｔ４／Ｔ１４、Ｔ５／／７１５
およびＴ・６／Ｔ１６から形成されている．電界効果ト
ランジスタＴ３／Ｔ１３から形成されているインバータ
は駆動回路の入力段を成しており、第５図によるインバ
ータ９に相当する．電界効果トランジスタＴ４／Ｔ１４
、Ｔ５／Ｔ１５およびＴ６／Ｔ１６から形成されている
インバータは第５図によるインバータ１０、１ｌおよび
１２に相当し、また駆動回路の遅延回路２０を成してい
る．４つのＭＯＳ電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ
１１およびＴ１２から形成されているスイッチング段１
はその構成の点で、また駆動回路２とのその接続の点で
、主として、第５図で説明したスイッチング段に相当す
る．第６図の場合にも駆動回路２の入力端８はスイッチ
ング段ｌの出力端４と接続されており、？の際に第５図
で説明した高抵抗１９に相当する高抵抗Ｒｌが設けられ
ている． 電界効果トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６およびＴ
Ｉのソース端子は直接に供給導線Ｖ■と接続されておら
ず、導線２２と接続されている．電界効果トランジスタ
Ｔ２１およびＴ２２ならびに高抵抗Ｒ２から形成されて
いる電流ミラー回路は、発振器回路を通ってＶ■からＶ
。に向かって流れる電流（導線２２と供給導ｋｌＡ　Ｖ
　ｓ　＊との間に接続されている電界効果トランジスタ
Ｔ２２を通って流れなければならない電流）が、抵抗Ｒ
２を通って流れる電流を超過しないことを保証する．回
路の電流消費を有利な仕方で下げる役割をするこの対策
の結果として、相応の駆動の際にスイッチング段１の電
界効果トランジスタＴ１１およびＴ１２を通って、電界
効果トランジスタＴＩおよびＴ２が駆動されているとき
にこれらの電界効果トランジスタを通って流れる電流よ
りも大きい電流が流れ得る．その対策として、コンデン
サＣＩがエネルギー蓄積装置として供給導線ＶＢ１１と
導線２２との間に接続されており、それによって、電界
効果トランジスタＴＩおよびＴ２のごく短時間の駆動の
間に十分に高いパルス電流が流れ得ることが保証されて
いる． すべての上記の回路に共通して、水晶５はその両端子の
一方で基準電位を導く導線と接続可能である．このこと
は、集積回路としての本発明による発振器回路の実施例
の場合に、水晶５に対して１つの接続ピンしか必要でな
いことを意味する．このことは、集積回路の所要空間が
必要な接続ピンの数に関係することを考慮して、重要な
利点である．

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による発振器回路の原理回路図、第２図
ないし第４図は第１図による回路の種々の点に対する信
号経過を示す図、第５図は広範囲に標準論理構成要素か
ら構成された本発明による発振器回路の回路図、第６図
は集積回路として構成された本発明による発振器回路の
基礎となっている回路の詳細回路図である． ｌ・・・スイッチング段 ｌａＳ　ｌｂ・・・スイッチ ２・・・駆動回路 ５・・・水晶 ９〜１２・・・インバータ １３〜１６・・・電界効果トランジスタ１９・・・抵抗 ２０・・・遅延回路 ２３・・・ディジタル回路 Ｃ１・・・コンデンサ Ｒｌ，Ｒ２・・・抵抗

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）周期的に振動する出力信号を発生するための発振器
   回路において、スイッチング段（１）と、駆動回路（２
   ）と、電流供給源に接続可能な２つの供給導線（Ｖ＋、
   Ｖ−；Ｖ＿Ｄ＿Ｄ、Ｖ＿Ｓ＿Ｓ）とを含んでおり、水晶
   （５）がその一方の端子でスイッチング段（１）の出力
   端（４）と、またその他方の端子で基準電位を導く導線
   （６、Ｖ＿Ｄ＿Ｄ、Ｖ＿Ｓ＿Ｓ）と接続可能であり、ま
   たスイッチング段（１）の出力端（４）と接続された入
   力端（８）を有する駆動回路（２）がスイッチング段（
   １）を、スイッチング段（１）が駆動された際にスイッ
   チング段（１）の出力端（４）が振動のそのつどの半周
   期に相応する極性の供給導線（Ｖ＋、Ｖ−；Ｖ＿Ｄ＿Ｄ
   、Ｖ＿Ｓ＿Ｓ）に短時間接続されるように駆動すること
   を特徴とする発振器回路。 ２）駆動回路（２）がスイッチング段（１）を振動の相
   い続く半周期の間駆動することを特徴とする請求項１記
   載の発振器回路。 ３）駆動回路（２）がスイッチング段（１）をそれぞれ
   振動の同種の半周期の間駆動することを特徴とする請求
   項１記載の発振器回路。 ４）基準電位を導く導線（Ｖ＿Ｄ＿Ｄ、Ｖ＿Ｓ＿Ｓ）と
   して供給導線（Ｖ＿Ｄ＿Ｄ、Ｖ＿Ｓ＿Ｓ）の１つが用い
   られることを特徴とする請求項１ないし３の１つに記載
   の発振器回路。 ５）駆動回路（２）が、出力信号を供給されている遅延
   回路（２０）を含んでおり、また出力信号が遅延された
   信号と時間的にオーバーラップしてスイッチング段（１
   ）を駆動することを特徴とする請求項１ないし４の１つ
   に記載の発振器回路。 ６）遅延回路（２０）として多数の論理ゲート（１０、
   １１、１２）から成る直列回路が設けられていることを
   特徴とする請求項５記載の発振器回路。 ７）駆動回路（２）が、出力信号を方形信号に変換する
   入力段（９、Ｔ３／Ｔ１３）を有し、そのパルス−ポー
   ズ比が出力信号のレベルに関係していることを特徴とす
   る請求項５または６記載の発振器回路。 ８）スイッチング段（１）として、両供給導線（Ｖ＿Ｄ
   ＿Ｄ、Ｖ＿Ｓ＿Ｓ）を接続する４つの半導体スイッチ（
   １３、１４、１５、１６；Ｔ１、Ｔ２、Ｔ１１、Ｔ１２
   ）から成る直列回路が設けられており、中央の半導体ス
   イッチ（１４、１５；Ｔ２、Ｔ１１）の接続がスイッチ
   ング段（１）の出力端（４）を形成し、またスイッチン
   グ段（１）の出力端（４）と供給導線（Ｖ＿Ｄ＿Ｄ、Ｖ
   ＿Ｓ＿Ｓ）との間にそれぞれ位置する２つの半導体スイ
   ッチ（１３、１４または１５、１６；Ｔ１、Ｔ２または
   Ｔ１１、Ｔ１２）のうち１つは出力信号により、また１
   つは遅延された信号により駆動されることを特徴とする
   請求項５ないし７の１つに記載の発振器回路。 ９）スイッチング段（１）が反転作用をし、また駆動回
   路（２）が入力段として１つのインバータ（９；Ｔ３／
   Ｔ１３）を、また遅延回路（２０）として奇数のインバ
   ータ（１０、１１、１２；Ｔ４／Ｔ１４、Ｔ５／Ｔ１５
   、Ｔ６／Ｔ１６）から成る直列回路を有することを特徴
   とする請求項５ないし８の１つに記載の発振器回路。 １０）植え込み可能な医学装置に使用されることを特徴
   とする請求項１ないし９の１つに記載の発振器回路。